概述：STR-G8656为五脚封装，其内部包括启动电路( STA RT ）、振荡电路（OSC ）、锁存器（LATCH）、驱动电路、开关调整管以及过流保护电路（OCP ）、过压保护电路（OVP ）、过热保护电路（TSD）等。本厚膜块的(5)脚输入过流保护检测信号，以便对过流实施保护。(4)脚是供电脚，又是输入过压保护检测信号端，当供电达到36 V时，IC将实施保护，整机停止工作，从而达到保护机器的目的。

一、STR-G8656外观图


二、STR-G8656内部方框图


三、STR-G8656特点
1.  内含高反压大功率场效应晶体管，其中高阻抗的栅极不与环境接触，因此安全性好，可靠性高，不易击穿损坏。
2．仅有五只与外电路相连的端口，其功能名称和助记符如表1所示。
3．尽管内部含有固定频率约为20kHz的自激多谐振荡器，却具有两种工作模式：其一是低频工作模式，振荡方波的低电平一场效应管截止期较长且固定，约50μs；高电平一场效应管导通期可调，即振荡方波占空比可调的工作方式，又称。PRC模式，它使开关电源适应于轻负荷的(例如待机)状态；其二是高频工作模式，又称准谐振模式。即场效应管截止期较短(最短不小于2“s)，导通期可调的工作方式。这时，场效应管的截止期不受内部振荡器的控制，改为由电源变压器的原边绕组的电感量与场效应管漏极对地电容发生谐振的频率，以及延时电路的时延控制。正由于场效应管的驱动方波占空比的提高，开关电源的额定输出功率增大，适应于重负荷的工作状态。
4．内含高增益误差放大器，因此无需设置稳压负反馈的外部电路，就可在电源变压器的副边得到不随市网电压和负载变化的稳定的电压轴出。
5．内部电路中还集成有对场效应管的软启动和防误触发、防浪涌的措施，确保本厚膜电路在正常工作状态下安全可靠地运行。
6．自身还具有限流保护和锁存式过压或过热保护功能，有防止外电路元器件损坏而殃及本身的能力。

四、STR-G8656极限参数


四、STR-G8656维修上注意事项
1.此厚膜块供电采用从电网中经半波整流得到的32 V电源，其工作电压为5．5～32 V。
2.此厚膜块如果有损坏情况，应仔细检查(2)脚与地回路中的过载保护检测元件。若异常，要及时更换。
3.当(4)脚供电电压大于或等于35 V时，机器将进入自动保护状态，待排除电压故障，方可开机工作，不可强行开机。


五、STR-G8656在康佳P2971S彩电上的测试数据


六、STR-G8656供电特性介绍
STR-G8656的④端口是内部控制电路的供电端口，其外电路线路如下图所示。

AC电源接通之后，VAC=220V的电压经桥式整流、滤波可得约300V的直流电压。该电压除通过原边绕组LP加到场效应管漏极之外，还通过启动电阻Rs向电容器Cs充电。因此④端口电压随时间指数上升。由于充电的趋向值是300V，当④端口电压上升到等于其启动电压16V时，控制电路使开关电源启动，因此从Ac接通到电源启动的时间是：
Ts=Rs·Cs．Lα[300／(300-16)]=O．06Rs·Cs(1)
电源启动前，④端口的输入电流Iin（DEF）=100μA，而启动后④端口输入电流IIN(ON)=20mA。鉴于启动过程中，辅助绕组LD的感应电压通过Cs向cs充电的延时，启动初期④端口所需的20mA电流将由Cs的放电提供，这时④端口的16V电压将略有降低，但只要不降低到截止电压Vin(DEF)=10V以下，由于Cs的即时导通又使④端口的电压继续上升到工作电压Iin(sense)=32V。④端口的20mA输入电流自然由辅助绕组感应电动势提供，上述工作过程如下图描述。

由此可见，电容器Cs的容量不能太大，否则将使电源的启动时间过长；也不能太小，否则启振初期不能维持20mA的启动电流。其估算方法可根据IC=c.duc／dt，假设启动延时在10ms内④端口的电压降低不大于6V，则有： Cs≥Iin·△t／△in=33μF(2)
在维修工作当中，若发生电容Cs漏电，容量变小，将可能发生开关电源处于断续振荡现象。如下图所示，这是因为启动初期Cs的放电不能提供20mA的启动电流，cs端电压下降太多太快，使④端口电压降到10伏以下时，多谐振荡器停振。然而停振后，随着+300V电压通过Rs对cs的充电，Cs端电压又上升到16V后启振……周而复始形成断续振荡现象。

同理Rs阻值的选择的根据是：1)多谐振荡器启振前必须由Ac市电整流滤波后的VDC，提供100μA的初始化电流；2)为了实现当sTR-8656④端口发生过压，或者基片温度过高发生过热现象时，VDC必须为锁存器维持锁定提供400~tA的保持电流。因此，VDC必须在低Ac工作电压时至少提供500μA电流。故
Rs≤k·VACmin／500gμA(3)
式中k=1．2～1．4是整流滤波系数。若取k=1．3，VACmin=140V，则Rs≤360kΩ。正常工作时，康佳“S”系列彩电，开关电源的启动时间，因为Rs=220kΩ，Cs=33μF，代入式(1)可知约等于O．44秒。

七、STR-G8656的PRC工作模式

STR-68656的⑤脚，OCP-FB，称限流检测和稳压负反馈端口。它与外电路的关系上图所示。其内设多谐振荡器依靠C1的充放电振荡频率约20kHz，周期约50μs,荡器对c1的充电速度较快，当其充至5．6V时，振荡器输出高电位，场效应管导通。由于原边绕组电感LP中电流(即场效应管的源极电流)不能突变，仅随时间线性上升，因此R5上电压呈锯齿波形。如果再考虑到VDC的直流电压通过RG在R4上的电压(如VDC=300V，R6：1MΩ，R5=O．12Ω，R4=680Ω该电压为O．2V)；以及误差放大器输出电流Ir在R4上的电压“Ir·R4”，⑤端口的电压波形将成为其“底部电压”可调的锯齿电压波形，如下图所示。当⑤端口电压峰值上升至0．73V时，比较器1翻转输出低电位，于是C。通过振荡器内部电阻放电，其放电速率固定约40μs左右，期间振荡器输出低电位，场效应管截止，当c1放电至端电压为1．2V时，振荡器重新输出高电位，第二个振荡周期开始……

稳压过程是通过控制电路内部R1、R2和Q2电路，对④端口供电电压Vin采样、比较，由高增益误差放大器转换为含误差电压实时变化的电流Ir输出，改变R4上的压降，控制着场效应管的导通期，达到调整输出电压的目的，实现由电流控制的负反馈闭环系统：
Vm↑或↓→Ir或→Vm↑或↓→↓Vm↓或↑→平均Is↓或↑←场效应管导通期τ ↓或↑
一般地说，电流控制方式在负载轻时，场效应管导通瞬间的浪涌电流噪声较大，R4上的噪声电压易使比较器1产生误动作，破坏输出电压的平衡过程。为防止这一误动作的发生，控制电路内设有仅在场效应管截止期才导通的有源滤波器，Io\f=1．35mA的“拉动”恒流源有效地降低了⑤端口的阻抗，与c5一道吸收浪涌电流噪声。
PRC状态下开关电源的输出功率可按下列方法估算：考虑到场效应管漏极电流(与源极电流相等)的采样即是R5上的电压波形，固此漏极电流的峰值由欧姆定律可得：
Id. P：(O．73-Vm／R5(4)
因为是锯齿波形，漏极电流的平均值(直流)  是：
   ID=1\2 Id.p*τ\T= 1\2Id.p*D(5)
式中D=τ／T是场效应管导通占空比。正常状态下，Ac市电经整流滤波后的直流电压是VDC，则AC市电的输入功率是：
  PIN=VDc·ID：1\2VDC·D·ID. P(6)
  
开关电源的输出功率只需Pin乘以变压器的变换效率η，η=O．75～0．95，低电压端η较小，一般取平均值约η=0．9。因此输出功率是
Pout=1\2η·Vcd·D·Id.P(7)
对锯齿波而言，根据电磁感应定律UL=L·DIL\dt，可得下列关系式：
 VDc=LP.ID.P／τ
VDc·D=Id.P·LP·fL(8)
式中fL是开关脉冲的工作频率，PRC状态下约为20kHz。将式(8)代入式(7)可得输出功率的另一组表达式：
  Pout=1\2η·LP·fL·Id.P(9)
  Pout=1\2η·V2Dc·D2／(LP·fL)(10)
在设计定型、电路参数不变的条件下，开关电源的额定输出功率是一定的。除变压器的变换效率之外，电源的输入功率也几乎是额定的。因为开关电源属恒压源，输出电流的大小就体现着输出功率的大小。因此可以说开关电源的额定输出功率将受场效应管最大峰值电流(锯齿波)Id.pm的限制。由式(4)可知，sTR-8656组成的开关电源，场效应管漏极锯齿电流的最大峰值电流约为： [Page]
ID.P≤0.73V／R5(11)
Id.pm愈大则应用较低的Vdc(与AC市电幅度成正比)就能获得额定的输出功率。反之，若Id.p较小，就必须在较高的Vdc条件才能正常工作，否则恒压源的端口输出电压必然降低，相当于恒压源的等效输出内阻不够小。
由式(7)可知，当额定功率P0.m一定时：
Vdc.min.Id.pm=2 P0.m\η.D
故虑到D=τ／(40μs+η)=1／(1+40μs÷τ)，其中40μs是PRC状态下场效应管的截止期，代入上式可得：
  VDC.min≥2 P0.m.(1+40÷τm).R5\η.0.73 (12)式中τm的量纲是(μs)。其次，还可以改写为：VDC.min≥2 P0.m R5\η·（1-40·f1)·0．73式中fL的量纲是(MHz)。由此可见，要想降低实际应用中的VD.Cmin，除非减少R5。其次是在场效应管截止期不变的条件下减小Tm(或提高fL)，这只有减小变压器原边电感量LP，提高漏极电流锯齿波斜率才有可能。
作为维修人员，尤其重要的是确保R5的阻值精度。否则R5太小了，场效应管瞬间峰值电流值变大，开关电源的额定功率变大，若外电路发生故障，过流保护将不起作用，容易引起故障扩大；R5太大了，VDC.min值提高，甚至正常范围的AC市电，开关电源也不能正常工作，轻则产生调幅振荡，变压器发出叫声，重则开关电源产生断续振荡现象，因为VCD≤VDC.min后输出电流不足，各档电压自动降低。只要④端口电压Vin降低至10V以下，开关电源停振。停振后负载变轻，所需电流减小，在启动电阻作用下又开始振荡……
其次是作为芯片内部误差放大器的负载阻抗：c5与R4并联接地(R5阻值很小)，其作用有两项，如下图所示。其一，对于R5上的锯齿电压，在场效应管由截止转为导通瞬间产生的“振铃”电压有滤波作用，只要振铃在⑤端口的峰值远小于锯齿波峰值，就可防止振铃引起误动作。其二是当开关电源开关机瞬间，通过R5的浪涌电流；或者当开关电源负荷激烈变化时，从误差放大器输出的浪涌电流，起缓冲作用，有利于提高开关电源的瞬态特性。因此时常数R4、C5不能太小，否则失去防浪涌的作用。但也不能太大，特别是R4太大，负反馈稳压调整灵敏度高，电流控制的范围小，容易不起振或产生断续振荡现象。
只在场效应截止期才导通的“1．35mA”支路，为C5提供快速放电通路，电路将迅速复位。


八、STR-G8656的准谐振工作介绍

其原理线路如上图所示，仅在外电路增加了D3、R3、C3和D4，将辅助绕组LD上感应电压耦合到⑤端口的支路。其工作原理与PRC模式类同。当场效应管导通期，漏极电流ID在电阻R5上形成锈齿电压波，R4上的电压主要受稳压负反馈电流Ir控制，一旦VR4+VR5=0．73V，比较器(1)翻转。c1放电(PRC状态c1放电时间约40μs)，场效应管截止。对于准谐振模式，下列现象同时发生：其一是原边绕组电感LP储存的磁能向付边负载施放，由LP和电容c4形成减幅自由振荡，振荡周期TH2π（根号Lp.C4)场效应管漏极电压第一时间迅速上升，但受内部与其并联的稳压管D1限幅保护。其二在辅助绕组LD上感应是相同周期的电压(上正下负)，通过D3、D4耦合和R3、C3的延时，反馈到⑤端口，使已经开始通过1．35mA恒流放电的C5上的电压(即⑤端口)，迅速上升，超过0．73V乃至1．451(典型值)达到3．4V，因此比较器(2)翻转，输出f6电位，c1将迅速放电，放电时间约1μs。如图8所示，这时只要⑤端口电压高出1.6V(Vth(2)的最大值)的时间不小于1μs，而且延迟电路的时延τ3=R3、C3选择适当，就能使场效应管漏极电压VD下降至最低、自身功率耗损最小的时刻再次导通，开始下一个周期的振荡。

由此可见，场效应管的截止期仅约为3π÷(Lp×C4/2，即由变压器原边绕组电感Lp和C4决定，与多谐振荡器的自激频率(约20kHz)无关，而场效应管的导通期与PRC状态相同。受Ir、R4和 源极锯齿波电压控制，故称“准谐振”模式。由于准谐振状态下，场效应管的截止期短，导通占空比大，工作频率高，因此更适用于输出大功率的场合(时机)，其中R3、C3的延时作用尤其重要，无论是变大了还是变小了，都将使场效应管的功耗加大，严重时烧毁。所以调整好之后的开关电源，R3、C3不能随便更改，也正因为截止期短，起导通耦合作用的二极管D3、D4必须采用高速开关二极管，也不能随便用其他型号的二极管代用。至于R2的阻值可在下列范围内选取：因为场效应管截止期内R4上允许最大压降是6V，再考虑芯片内1.35mA“拉”恒流，取LD上最大感应电压32.3V，则R3≥(VLD-6-2×7)÷(1.35＋6/0.68)＝2.4KΩ
若取R4上最小电压3.4V，LD上最小感应电压31.7则R3≤4.2KΩ。

 从上述分析可知：PRC与准谐振两种模式之问不会随负荷的轻重自动转换。在康佳“S”系列机型的开关电源中，采用了如图9所示的转换电路。待机或其他轻负荷时，CPU的64脚输出高电位，V102导通，V902和光耦合器N902截止，开关电源工作在PRC模式：当收看TV或放影碟片时，64脚输出低电位，V102截止，V902和光耦合器N902饱和导通，开关电源工作在准谐振模式。延时电路中的电流主要由外电路参数决定，与N902的特性无关，不过R3应取3.6KΩ左右，以保证场效应管截止时，⑤端口峰值电压超出1.6V部分的时间Tth(2)≥1μs。


九、STR-G8656内部保护电路
 STR-G8656的内部保护电路，除前面已经分析过的副边过负荷保护，开关机瞬间防止浪涌的措施之外，还有：
1．场效应管驱动保护电路
场效应管的驱动电路在厚膜电路内部，其原理框图如图10所示。当振荡器输出高电平时，Q1截止，由于c8充电的延时作用，Q2先导通，由Rg2+Rgl驱动，Rg2较大，驱动电压有限，场效应管“予备”导通，约1μs后Q3导通，由Rg3+Rgl驱动，Rg3较小，场效应管立即全导通。故前者是缓冲性，后者才是有效驱动，防止驱动电压上升过快整个电路浪涌过大造成意外元器件损坏。图中稳压管ZDl、ZD2限制驱动电压幅度，防止场效应管栅一源之间过压驱动。当振荡器输出低电位时，Q1导通，栅极迅速放电无剩余电荷积累，场效应管栅极复位。
由于场效应管置于厚膜电路内部，引线短且密封，即使有高阻抗的栅极，空间杂波也不易“侵入”，受环境影响小，工作安全可靠。

2．过压、过热锁存保护
当厚膜电路的基片的温度超过140℃时；或者当④端口电压超过37．5V时，锁存电路开始动作，它使振荡器始终保持低电位(维持电流400μA)，开关电源停止输出。由于这时AC市电仍然存在，启动电阻RS又能提供500μA以上电流，仅管V。下降至10V以下，锁存电路仍然锁定在使振荡器保持低电位输出状态。除非关断Ac市电之后再开机，方可解除锁定的状态。
但如果开关电源停振之后，Cs放电，Vin下降，Ac市电整流后的VDC通过RS的供电小于400μA(但大于100μA)，当Vin下降到IOV以下时，锁存器由于保持电流不足而暂时解锁，这时Vin又会逐渐上升，VIN上升到16V时，振荡器又开始起振。但由于过压或过热故障并未解除，振荡器又将停振，输出低电位……结果Vin在16～10v之间摆动，开关电源处于断续振荡状态。
了防止锁存器由于偶然的干扰产生误动作，控制芯片内部还有定时器，只有当过压或过热现象持续约8μs以上时，锁定电路才开始锁存。
值得注意的是，仅当过压在vIN=37．5v才开始锁定保护。这时的B+电压已经很高。
VB+(ovp)=额定VB+\额定VIN.VIN（ovp)
  若额定B+=130V；额定Vin=32V，则VB+(ovp)=4．06．vin(ovp)=152V，所以锁定保护动作之前，可能行输出晶体管早已击穿。
鉴于本开关电源的稳压负反馈电路是从Vin取样，并非从B+取样，检修开关电源本身故障时最好B+负载开路，并接上假负载。
  3．初级电压过压保护电路
  初级电压过压保护是防止AC市电电压过蒿采取的保护电路。尽管康佳“s”系列彩电电源尚未采用，但它的作用仍然是可以借鉴的。 [Page]

如上图11所示，初级电压保护电路，仅增加了三个元件：RA、RB和稳压管ZD。当AC市电电压过高(例如260V)时，整流滤波后VDC过高，zD齐纳击穿”导通，给⑤端口电压一个附加偏置，“底部”电压抬高，锯齿波峰提前触及0．73V，内部振荡器翻转，场效应管导通期变窄，输出电压受限，实现了对整机电路的保护，自然当Ac市电仅属于正常范围的偏高，如242V，家用电器国家标准允许偏高10％的边缘值，稳压管ZD应该截止，RA、RB支路对开关电源没有影响。至于RA、RB阻值的确定，可按下列方法估算：若设VDC.H是正常范围的偏高值。则应满足：
VDC.H-(Vz+o．73)\RA= Vz+0．73\RB  (13)
再设VDC.M是实施保护的电压最大值(如Ac市电达260V时)，则应满足：
  VDC.M-(Vz+O．73)\RA=Vz+0．73\RB+O．73\R4  14)
  将式(13)代入式(14)可得：
  RA=VDC.M-VDC.H\0.73×R4  (15)
  RB=VZ+0.73\VDC.H-VZ-0.73×RA  (16)
若取稳压管电压为VZ=6．8V，满负荷桥式整流滤波系数1．3，则VDC.H=314．6V，VDC.M=338V，干{入上式可得RA=22kΩ，RB=540Ω。由此可见，RA偏大或RB偏小，将不起过压保护作用；反之若RA偏小或RB偏大，AC市电在正常范围内部将产生保护作用，输出电压低于额定值。

十、STR-G8656在康佳S系列彩电中的实际应用


N907 STR-G8656电源块检修数据


十一、STR-G8656在长虹PF2955E彩电中实测数据


十二、STR-G8656在康佳彩电中的实测数据