本文摘要：车载逆变器就是一种能把汽车上12V直流电转化为220V/50Hz交流电的电子装置,是常用的车用电子用品。在日常生活中逆变器的应用也很广泛,比如笔记本电脑、录像机和一些电动工具等。
本设计主要基于开关电源电路技术等基础知识，采用二次逆变实现逆变器的设计。主要思路是：运用TL494以及SG3525A等芯片,先将12V直流电源升压为320V/50Hz的高频交流电，再经过整流滤波将高频交流电整流为高压直流电，然后采用正弦波脉冲调制法，通过输出脉冲控制开关管的导通。最后经过LC工频滤波及相应的输入输出保护电路后，输出稳定的准正弦波，供负载使用。
本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。
本文目录
1 绪论 1
1.1 车载逆变器及其发展 1
1.2 逆变技术及其发展 1
2 设计总体目标 4
2.1 设计要求 4
2.2 总体方案的选取 4
3 整体电路设计 6
3.1 逆变电源整体框图 6
3.2 脉宽调制技术及其原理 8
3.2.1 脉宽调制技术 8
3.2.2 正弦波脉宽调制定义 8
3.3 正弦波脉宽调制技术的实现方法 9
3.3.1 软件生成法 9
3.3.2 硬件调制法 10
4 逆变电源元器件特性及各部分电路设计 11
4.1 逆变电源主要分立元件及其应用 11
4.1.1 场效应管 11
4.1.2 稳压管 11
4.1.3 与门 12
4.1.4 变压器 13
4.1.5 电流互感器 14
4.2 逆变电源主要集成芯片及其功能简介 15
4.2.1 TL494及其应用 15
4.2.2 SG3525A及其应用 16
4.2.3 ICL8038简介及其应用 19
4.2.4 IR2110简介及其应用 20
4.3 各芯片外围电路 22
4.3.1 ICL8038外围电路 22
4.3.2 TL494外围电路 24
4.3.3 SG3525A外围电路 25
4.3.4 IR2110外围电路 26
4.4 各变换电路设计 27
4.4.1 DC/DC变换电路 27
4.4.2 DC/AC变换电路 28
4.5 逆变电源保护电路 30
4.5.1 输入过压保护电路 30
4.5.2 输入欠压保护电路 30
4.5.3 过热保护电路 31
4.5.4 输出过压保护电路 32
4.5.5 输出过流保护电路 32
5 结论 34
参考文献 36
附录 37
附录1 元器件清单 37
附录2 逆变电源原理图 38
1 绪论
1.1 车载逆变器及其发展
车载逆变电源是将汽车发动机或汽车电瓶上的直流电转换为交流电，供一般电器产品使用，是一种较方便的车用电源转换设备。它是常用的车用汽车电子用品。通过它可以在汽车上使用平时我们用市电才能工作的电器，比如电视机、笔记本电脑、电钻、医疗急救仪器、军用车载设备等，可应用于各个行业领域。按照输出波形来分，车载逆变电源可分为正弦波输出和方波输出两种。前者可提供不间断的高质量交流电，可适应任何负载，但其技术要求及成本高，电路结构比较复杂。后者提供的交流电的质量较差，且带载能力差，不能接“感性负载”。虽有较多的缺点，但是其技术要求低，体积小，电路简单，价格低。
车载逆变电源按输出来分主要分两类，一类是修正正弦波逆变器和纯方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40%－60%，不能带感性负载[1]。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容[2]，方波逆变器的制作方法采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。
针对上述缺点，近年来出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品
1.2 逆变技术及其发展
逆变器（inverter）是把直流电能（电池、蓄电瓶）转变成交流电（一般为220v或380V50HZ正弦或方波）。应急电源，一般是把直流电瓶逆变成220v交流的逆变电源。
目前，逆变电源在我国的航天航空，武器装备，邮电通信，金融，交通，工业，消防，和新能源的利用等领域已得到广泛的应用。同时，逆变电源技术近几年也得到飞速发展，由原来的逆变器-工频变压器-滤波器模式，变为目前的逆变器-高频变压器-滤波器模式，使得效率得到很大提高，体积和重量也得到了大幅度减小，这些又极大地促进了逆变电源的应用。
逆变器的原理早在1931年就在文献中提过，1948年，美国西屋（Westinghouse）
电气公司用汞弧整流器制成了3000HZ的感应加热用逆变器。
1947年，第一只晶体管诞生，固态电力电子学随之而诞生。1956年，第一只晶闸管问世，这标志着电力电子学的诞生，并开始进入传统发展时代。在这个时代，逆变器继整流器之后开始发展，首先出现的是可控硅SCR电压源型逆变器。1961年，W.MCMurry与B.D.Bedford提出了该机型SCR强迫换向逆变器，为SCR逆变器的发展奠定了基础。1962年，A,Kemick提出了“谐波中和消除法”,即后来常用的“重叠加法”，这标志这正弦波逆变器的诞生，1963年，提出了“消除特定谐波法”,为后来的优化法奠定了基础，以实现特定的优化如谐波最小，效率最优等。
20世纪70年代后期，可关断晶体管GTO，电力晶体管GTR及模块相继实用化，80年代以来，电力电子技术与电视技术相结合，产生了各种高频化的全控器件，并得到了迅速发展，如功率场效应管，PowerMOSFET,绝缘栅门极晶体管IGBT，静电感应晶体管SIT，静电感应晶闸管SITH，场控晶闸管MCT，以及MOS晶体管等，这就使电力电子技术由传统发展时期进入了高频化时代。在这个时代，具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出不穷，特别是脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。[Page]
1964年，由A.SChonung和H.Stmmter提出的，把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术(sinusoida_PWM，简称SPWM)。由于当时开关器件的速度慢而未得到推广，直到1975年才由Bristol大学的S.R.Bowes等把SPWM技术正式应用到逆变给事中，使逆变器的性能大大的提高，并得到广泛应用和发展，也使得SPWM技术达到了一个新的高度，此后，各种不同PWM技术相继出现，例如空间向量调制(SVM)，随机PWM，电流滞坏PWM等，成为高速器件的主导控制方式，至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善.一般认为，逆变技术的发展可以分为如下两个阶段：
1956—1980年为传统发展阶段，这个阶段的特点是，开关器件以低速器件为主，逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加为主，体积重量级大，逆变效率低，正弦波逆变器开始出现。
1980年到现在为高频化新技术阶段，这个阶段的特点是，开关器件以高速器件为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以（PWM脉冲，widthModulation,脉宽调制)为主，体积重量小，逆变效率高，正弦逆变技术发展日趋完善。
2 设计总体目标
2.1 设计要求
车载逆变器是一种能够将 DC/12V 直流电转换为和市电相同的 AC/220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。
逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为准正弦波，以克服方波逆变器不能带感性负载的特点。
本设计对逆变电源的要求有：
1、 输出为准正弦波。
2、 具备输出过压、过流保护功能，当输出电压或电流过高时电源停止工作。
3、 具备过热保护功能，防止电源温度过高。
4、 具备输入过压、欠压保护功能，当直流电池输入电压过高或过低时逆变器均能自动停止工作。
2.2 总体方案的选取
逆变电源的输出主要分两类，一类是修正正弦波逆变器和纯方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40﹪－60﹪，不能带感性负载。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。方波逆变器的制作方法采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。修正正弦波逆变器可以满足我们绝大部分的用电需求，效率高，噪音小，因而成为市场中的主流产品。因而本次设计的输出为修正正弦波，即准正弦波，以提高输出的质量，满足大多数条件下的使用。
市场上很多逆变电源采用一次逆变，即12V的直流电经过变压器一次逆变即输出220V/50HZ的交流电。但是这种方式的输出电压稳定性不高，不能直接使用，且输出调整很不方便，而且变压器体积较大。由于高频开关变换技术的成熟和廉价话，现在逆变器的主要电路形式已经准变成为直流-交流-直流-交流功率变换形式。即先将直流电转化为高频交流电，以利于减小变压器的体积和电源的重量。另一方面方便调整，可以通过调整交流（PWM）占空比，来稳定输出电压。由于要求输出是50hz的交流电，所以通常的办法是将高频交流电整流成直流电，再利用50hz逆变技术将直流电转化成所需要的50hz正弦交流电。所以本次设计采用二次逆变技术，即先通过高频的开关管将12V直流转化为高频交流，再通过变压器将高频低压电转换为320V的高频交流电，然后通过整流滤波将320V高压交流电转化为320V高压直流电。然后再将320V的高压直流电转化为220V的交流电。
本次设计的核心部分是正弦调宽脉冲的产生，由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，可以采用单片机通过软件编程的方法实现，即根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。但是计算法较繁琐，必须实时地计算调制波(正弦波)和载波(三角波)的所有交点的时间坐标，根据计算结果，有序地向逆变桥中各逆变器件发出“通”和“断”的动作指令。而且调节频率时，一方面，调制波与载波的周期要同时改变；另一方面，调制波的振幅要随频率而变，而载波的振幅则不变，所以，每次调节后，所胶点的时间坐标都 必须重新计算[4]。而硬件调制法就可以避免计算的繁琐，而且随着许多集成脉冲调宽芯片的出现，使得硬件电路的设计大大简化。因而本次设计采用纯硬件电路来完成设计。
综上所述：本次设计采用二次逆变技术，先通过高频变压器将12V直流电变为320V左右的直流电，然后采用单极性正弦脉宽调制方式，用纯硬件电路来产生正弦脉冲调宽波驱动功率管全桥电路，最终通过LC工频滤波完成12V直流到220V工频准正弦波的转换。
3 整体电路设计
3.1 逆变电源整体框图
该设计电路的整体方框图如图3-1。该电路由12V直流输入以及输入过压保护电路、输入欠压保护电路、电源过热保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、逆变电路I、320V/50KHz整流滤波、逆变电路II、滤波电路等组成。逆变电路Ⅰ又包括频率产生电路、直流变换电路(DC/DC)将12V直流转换成320V直流、交流变换电路(DC/AC)将320V直流变换为220V交流。其中输入过压、欠压保护电路、输出过压、过流保护电路、过热保护电路构成整个电路的保护电路。一旦输入电压出现过大或者过小时，保护电路立即启动，然后停止逆变电路I的工作。过热保护电路是当电路工作温度过高时，启动保护使逆变电路I停止工作。输出过压保护电路和输出过流保护电路与逆变电路II构成反馈回路，一旦电路输出异常则停止逆变电路II的工作。
图3-1 整机原理方框图
逆变电路I原理如图3-2所示。此电路的主要功能是将12V直流电转换为320V/50KHz的交流电。该部分电路主要是用一块TL494芯片，通过输出50K的脉冲来控制开关管的交替导通，进而产生50K的高频交流电。此高频交流电通过开关变压器升压为320V/50K的高频交流电。[Page]
图3-2 逆变I电路原理方框图
逆变电路Ⅱ的框图如图3-3所示。此电路的主要功能是将320V直流电转换为220V/50Hz的交流电。
图3-3 逆变II电路原理方框图
电路工作原理:在逆变电路II中320V/50HZ的高压交流电经过整流桥的整流滤波整流成为320V的高压直流电。该高压加在由四个场效应管结成的全桥电路两端，场效应管的导通或截止由栅极的状态控制。为了使逆变电源输出准正弦波，本设计采用正弦波脉冲调制（SPWM），脉冲波的产生主要由脉冲调宽芯片SG3525A来完成。根据芯片SG3525A的使用原理，先由集成函数发生芯片ICL8038产生50HZ的正弦波信号，该正弦波分两路输出。因为SG3525A内部的锯齿波幅度位于1V至3.3V之间，因而产生的正弦波一路经相应的处理后将其幅值调整至1V至3V之间，然后输入以SG3525A，在芯片内部通过与锯齿波比较产生高频的正弦波调宽脉冲。锯齿波的频率由芯片外接的震荡电阻和震荡电容决定，通常设置为几十千赫兹。而另一路正弦波则经过处理转化为50HZ的方波作为基准信号，该基准信号与SG3525A产生的高频正弦波调宽脉冲输入与门芯片，最后将与门的输出信号输入两片场效应管专用驱动芯片IR2110，再由IR2110输出高频的调宽脉冲以控制四个场效应管的交替导通，输出的电压在经过LC工频滤波后便可输出稳定的准正弦波供负载使用[5]。
3.2 脉宽调制技术及其原理
3.2.1 脉宽调制技术
PWM (Pulse Width Modulation) 就是脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值)。目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。计算法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。
对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式[6]。
总之，PWM既经济、节约空间、抗噪性能强，是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术。
3.2.2 正弦波脉宽调制定义
在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小，反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，称为正弦波脉宽调制。
SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的PWM法。采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。用PWM波代替正弦波的波形图如图3-4所示。
图3-4 用PWM波代替正弦半波
SPWM控制方案有两种：即单极性调制和双极性调制法。单极性法所得的SPWM信号有正、负和0三种电平，而双极性得到的只有正、负两种电平。比较二者生成的SPWM波可知：在相同载波比情况下，生成的双极性SPWM波所含谐波量较大；并且在正弦逆变电源控制中，双极性SPWM波控制较复杂。因此一般采用单极性SPWM波控制的形式。在本次设计中也采用单极性SPWM波控制的形式。
3.3 正弦波脉宽调制技术的实现方法
3.3.1 软件生成法
由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。
自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。
规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样[7]。
规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。
除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。
3.3.2 硬件调制法
硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波[8]。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。[Page]
图3-5 单极性SPWM波波形示意图
4 逆变电源元器件特性及各部分电路设计
4.1 逆变电源主要分立元件及其应用
4.1.1 场效应管
图4-1 MOSFET代表符号图
场效应管是一种适应开关电源小型化、高效率化和高可靠性要求的理想器件。它是利用电场效应来控制其电流大小的半导体器件。其代表符号如图4-1。这种器件不仅兼有开关速度快、无存储时间、体积小、重量轻、耗电省、寿命长等特点，而且还有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因此大大的扩展了它的应用范围，特别是在大规模和超大规模集成电路中得到了广泛的应用。MOSFET开关较快而无存储时间，故在较高工作频率下开关损耗较小，另外所需的开关驱动功率小，降低了电路的复杂性。本设计采用的是N沟道增强型MOSFET。只有在正的漏极电源的作用下，在栅源之间加上正向电压（栅极接正，源极接负），才能使该场效应管导通[10]。当Vgs >0时才有可能有电流即漏极电流产生，即当 Vgs>0时MOS管才导通。
4.1.2 稳压管
图4-2 稳压管代表符号
稳压管又称齐纳二极管，是一种用特殊工艺制造的面结型硅半导体二极管，其代表符号如图4-2所示。这种管子的杂质浓度比较大，空间电荷区内的电荷密度也大，因而该区域很窄，容易形成强电场。当反向电压加到某一定值是，反向电流激增，产生反向击穿。稳压二极管工作在反向击穿状态时，其两端的电压是基本不变的。利用这一性质，在电路里常用于构成稳压电路。稳压二极管构成的稳压电路，虽然稳定度不很高，输出电流也较小，但却具有简单、经济实用的优点，因而应用非常广泛。
齐纳管一般有两种用法（以下Iz为工作电流，Uz为标称稳压电压，Uw为实际工作电压）：正常工作时处于“导通”状态，Iz≥0.1mA量级，此时齐纳管起稳压作用，Uw≈Uz。 正常工作时处于“截止”状态，即Uw<Uz，Iz为1μA量级，当Uw“企图”超过Uz时，齐纳管就会导通，Iz急剧增长，并反过来阻止Uw的继续升高，从而起到限幅或保护作用。
图4-3 稳压管的V-I特性
4.1.3 与门
在逆变电源电路中采用的与门芯片型号为74LS08，其电源电压范围为4.5V至5.5V，典型值为5V。在本电路中，其电源可以由TL494芯片的基准电压输出端提供。其输出高电平最低为2V，其输出低电平最高为0.8V。
4.1.4 变压器
图4-5 变压器代表符号
开关电源变压器是加入了开关管的电源变压器，在电路中，除了普通变压器的电压变换功能，开关电源变压器还兼具绝缘隔离与功率传送功能。开关电源变压器一般用在开关电源等涉及高频电路的场合。
开关电源变压器和开关管一起构成一个自激(或他激)式的间歇震荡器,从而把输入直流电压调制成一个高频脉冲电压. 它起到能量传递和转换作用.在反激式电路中, 当开关管导通时,变压器把电能转换成磁场能储存起来,当开关管截止时则释放出来. 在正激式电路中,当开关管导通时,输入电压直接向负载供给并把能量储存在储能电感中.当开关管截止时,再由储能电感进行续流向负载传递[9]。
开关变压器一般都是工作于开关状态；当输入电压为直流脉冲电压时，称为单极性脉冲输入，如单激式变压器开关电源；当输入电压为交流脉冲电压时，称为双极性脉冲输入，如双激式变压器开关电源；因此，开关变压器也可以称为脉冲变压器，因为其输入电压是一序列脉冲，因为开关变压器还分正、反激输出。
开关电源变压器分单激式开关电源变压器和双激式开关电源变压器，两种开关电源变压器的工作原理和结构并不是完全一样的。单激式开关电源变压器的输入电压是单极性脉冲，并且还分正反激电压输出；而双激式开关电源变压器的输入电压是双极性脉冲，一般是双极性脉冲电压输出。另外，为了防止磁饱和，在单激式开关电源变压器的铁芯中一般都要留气隙；而双激式开关电源变压器的铁芯磁通密度变化范围相对来说比较大，一般不容易出现磁饱和现象，因此，一般都不用留气隙。
单激式开关电源变压器还分正激式和反激式两种，对两种开关电源变压器的技术参数要求也不一样；对正激式开关电源变压器的初级电感量要求比较大，而对反激式开关电源变压器初级电感量的要求，其大小却与输出功率有关。
双激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗比较大，而单激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗却比较小。这些参数基本上都与变压器铁芯的磁化曲线有关
开关变压器使用的磁性材料为软磁铁氧体,按其成分和应用频率可分为MnZn系和NiZn系两大类.前者具有高的导磁率和高的饱和磁感应,在中频和低频范围具有较低损耗.磁芯的形状很多,如EI型,E型,EC型等。 
4.1.5 电流互感器
图4-6 电流互感器原理图
在供电用电的线路中电流电压大大小小相差悬殊从几安到几万安都有。为便于二次仪表测量需要转换为比较统一的电流，另外线路上的电压都比较高如直接测量是非常危险的。电流互感器就起到变流和电气隔离作用。微型电流互感器二次电流为毫安级，主要起大互感器与采样之间的桥梁作用。微型电流互感器称之为“仪用电流互感器”。
电流互感器原理线路图微型电流互感器与变压器类似也是根据电磁感应原理工作,变压器变换的是电压而微型电流互感器变换的是电流罢了。绕组N1接被测电流，称为一次绕组（或原边绕组、初级绕组）；绕组N2接测量仪表，称为二次绕组（或副边绕组、次级绕组）。 微型电流互感器一次绕组电流I1与二次绕组I2的电流比，叫实际电流比K。微型电流互感器在额定工作电流下工作时的电流比叫电流互感器额定电流比，用Kn表示,则Kn=I1n/I2n[11]。
在本次设计中用电流互感器对输出电流进行采样，采样电流经过处理后转化为相应的电平信号，实现电路的过流保护。
4.2 逆变电源主要集成芯片及其功能简介
4.2.1 TL494及其应用
图4-7 集成芯片TL494管脚图
TL494各引脚功能简介：
TL494 的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。
1.IN1+(引脚1)：误差放大器同向输入端。
2.IN1-(引脚2)：误差放大器反向输入端。
3.FEEDBACK(引脚3)：相位校正和增益控制端。
4.DTC(引脚4)：死区控制端, 其上加 0～3.3V 电压时可使截止时间从2%线怀变化到 100%。该端与外围电路相配合可以控制输出脉冲，从而实现电路的保护功能。[Page]
5.Ct(引脚5)：外接震荡电容。
6.Rt(引脚6)：外接震荡电阻,则输出脉冲的振荡频率为：
7.GND(引脚7)：接地端。
8.C1(引脚8)、E1(引脚9)、C2(引脚11)、E2(引脚10)分别为末级输出三极管的集电极和发射极。
9.VCC(引脚12)：电源供电端。
10.OTC(引脚13)：输出控制端,该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式。
11.REF(引脚14)：5V 基准电压输出端，最大输出电流10mA。
12.IN2-(引脚15)：误差放大器Ⅱ反向输入端。
13.IN2+引脚(引脚16)：误差放大器Ⅱ同向输入端。
4.2.2 SG3525A及其应用
随着电力电子技术的发展，各种大功率全控型器件相继推出，其中 MOS型功率晶体管发展非常迅速，由于它具有高耐压 、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间短等优点，在许多方面可替代双极型晶体管，其工作频率可提高到200kHz以上，常常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制(PWM) 方式。
集成脉宽调制器SG3525A是美国硅通用公司（Silicon General）生产的双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100kHz,工作温度为0℃～70℃,适宜构成100W～500W中功率推挽输出式开关电源。它是美国硅通用公司的第2代产品，它是一种性能优良功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。可用于驱动N沟道的高频功率MOS管，由于它简单可靠及使用方便灵活大大减化了脉宽调制器的设计及调试[12] 。
SG3525A是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。
图4-8 SG3525A管脚图
SG3525A各引脚名称及功能：
1.Inv.input(引脚 1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚 9）相连，可构成跟随器。
2.Noninv.input(引脚 2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚 9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。
3.Sync(引脚 3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。
4.OSC.Output(引脚 4)：振荡器输出端。
5.CT(引脚 5)：振荡器定时电容接入端。
6.RT（引脚 6） ：振荡器定时电阻接入端。
7.Discharge(引脚 7)：振荡器放电端。该端与引脚 5 之间外接一只放电电阻 ，构成放电回路。片内锯齿波振荡器的振荡频率为：
8.Soft-Start(引脚 8)：软启动电容接入端。该端通常接一只 5pF的软启动电容。
9.Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。
10.Shutdown(引脚 10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。
11.Output A（引脚 11） ：输出端 A。引脚 11 和引脚 14 是两路互补输出端。
12.Ground(引脚 12)：信号地。
13.Vc(引脚 13)：输出级偏置电压接入端。
14.Output B（引脚 14） ：输出端 B。引脚 14 和引脚 11 是两路互补输出端。
15.Vcc（引脚 15） ：偏置电源接入端。
16.Vref(引脚 16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的5V基准电压。
SG3525A工作特点:
(1) 工作电压范围宽：8—35V。
(2) 5.1（1.0%）V微调基准电源。
(3) 振荡器工作频率范围宽：100Hz-400KHz.
(4) 具有振荡器外部同步功能。
(5) 死区时间可调。
(6) 内置软启动电路。
(7) 具有输入欠电压锁定功能。
(8) 具有 PWM 琐存功能，禁止多脉冲。
(9) 逐个脉冲关断。
SG3525A 的工作原理
SG3525A内置了 5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525A还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和 Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于 SG3525 内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525A内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。
SG3525A的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5pF的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525A才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。
外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当 Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM 琐存器将立即动作，禁止SG3525A的输出，同时，软启动电容将开始放电。
如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown 引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525A 的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在 SG3525A的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。
此外，SG3525A还具有以下功能，即无论因为什么原因造成 PWM 脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM 琐存器才被复位。
4.2.3 ICL8038简介及其应用[Page]
ICL8038精密函数发生器是采用肖特基势垒二极管等先进工艺制成的单片集成电路芯片，电源电压范围宽、稳定度高、精度高、易于用等优点，外部只需接入很少的元件即可工作，可同时产生方波、三角波和正弦波，其函数波形的频率受内部或外电压控制，可被应用于压控振荡和FSK调制器。
图4-9 ICL8038管脚图
ICL8038各引脚名称及功能：
1.ADJ1(引脚1)：正弦波失真调节端。
2.SW(引脚2)：正弦波输出端。
3.TRI(引脚3)：三角波/锯齿波输出端。
4.DR1(引脚4)：恒流源调节（4脚和5脚外接电阻，以实现方波占空比的调节）。
5.DR2(引脚5)：恒流源调节（外接电阻端）。
6.VCC(引脚6)：正电源±10V～±18V。
7.FM-B(引脚7)：内部频率调节偏置电压输出端。
8.FM-IN(引脚8)：调频控制输入端。
9.SW(引脚9)：方波/矩形波输出端（集电极开路输出）。
10.C(引脚10)：外接电容震荡C。
11.GND(引脚11)：负电源或接地端。
12.ADJ2(引脚12)：正弦波失真调节。
13．NC(引脚13、14)空置端。
ICL8038的工作特点:
(1) 可同时输出任意的三角波、矩形波和正弦波等。
(2) 频率范围: 0.001HZ～300kHz。
(3) 占空比范围: 2%～ 98%。
(4) 低失真正弦波: 1%。
(5) 低温度漂移: 50ppm/℃。
(6) 三角波输出线性度: 0.1%。
(7) 工作电源: ±5V～±12V 或者+12V～+25V。
4.2.4 IR2110简介及其应用
在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式[13]。
光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50％。而且信号的最小宽度又受磁化电流所限。脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。 凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。美国IR公司生产的IR2110驱动器,它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。
IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10～20V；逻辑电源电压范围（脚9）5～15V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。
图4-10 IR2110管脚图
IR2110各引脚名称及功能：
1.LO（引脚1）:低端输出。
2.COM（引脚2）:公共端。
3.Vcc（引脚3）:低端固定电源电压。
4.Nc（引脚4）: 空端。
5.Vs（引脚5）:高端浮置电源偏移电压。
6.VB (引脚6):高端浮置电源电压。
7.HO（引脚7）:高端输出。
8.Nc（引脚8）: 空端。
9.VDD（引脚9）:逻辑电源电压。
10.HIN（引脚10）: 逻辑高端输入。
11.SD（引脚11）:关断控制端，当该端输入高电平时，IR2110停止输出驱动脉冲。
12.LIN（引脚12）:逻辑低端输入。
13.Vss（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0V。
14.Nc（引脚14）:空端。
IR2110工作特点：
(1) 具有独立的低端和高端输入通道。
(2) 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。
(3) 输出的电源端（脚3）的电压范围为10—20V。
(4) 逻辑电源的输入范围（脚9）5—15V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有5V的便移量。
(5) 工作频率高，可达500KHz。
(6) 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。
(7) 图腾柱输出峰值电流2A。
4.3 各芯片外围电路
4.3.1 ICL8038外围电路
图4-11 ICL8038 外围电路
由ICL8038构成的精密函数发生器电路如图所示。图中 R11 R12 为定时电阻，均为可调式。阻值范围是 1KΩ- 1MΩ 调节 R1及R2能调节震荡频率及矩形波的占空比。C为定时电容,它可能影响振荡频率、R13用来调整正弦波的失真。由于第9脚为集电极开路输出,必须外接集电极负载电阻R。对于本电路，其震荡频率为：
由于在该电路中，需要输出频率为50hz幅度在1V到3.3V之间的正弦波。因此设置电阻R23的值为10K电容为0.67uF.使输出正弦波的频率为50HZ。由于正弦波的幅度为Vcc/5故对输出信号进行分压以减小幅度，再加上一个固定的电压值调整到正弦波的幅值处于1V到3.3V之间。从而输入SG3525A，通过与其内部的锯齿波比较产生需要的脉冲调宽波（PWM）.
使用单电源时三角波和正弦波的电压平均值等于Vcc/2 ,正弦波幅度为Vcc/5，而方波幅度是Vcc/3 。采用双电源时,所有输出波形相对于地 电平都是正、负对称的。
在本次设计中需要用到电压比较器对相应信号进行处理。由于电子电路集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电、低功率消耗的运算放大器相适用。常用的运算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作电压为±2V～±18V,消耗电流为50～250mA。目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电。为了减少电路的不必要损耗，而且本设计中对运算放大器的要求不高，因而本次设计中的运算放大器均采用低功耗型TL-022C.
4.3.2 TL494外围电路
图4-12 TL494外围电路图
50HZ脉冲产生芯片TL494外围电路如上图所示: 15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。过热保护的R42为200Ω，则15脚的电压为6.22V大于16脚电压。14脚输出基准电压，因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端13脚与14脚连在一起。12脚为电源端，接外部12V电压。8、11脚末级三极管集电极，此处亦接外接电源。9、10引脚用于输出50K的脉冲控制开关管。7脚为接地端，5、6脚外接震荡电阻和电容用于控制输出脉冲频率。4脚为死区控制端其上加0-3.3V电压时，可使截止时间从2%线性变化到100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护。[Page]
4.3.3 SG3525A外围电路
图4-13 SG3525A外围电路图
PWM波产生芯片SG3525A的外围电路如上图所示：
引脚1、2分别为内部放大器的反向输入端和同向输入端。1脚与基准电压输出端16脚连接，使1脚为高电平。2脚接地。3脚为同步端，此处仅一片芯片，故3脚不用。4脚为振荡器输出，亦不使用。5脚接震荡电容和6脚接震荡电阻将确定内部锯齿波的震荡频率。
7端的电阻为震荡电容的放电端。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽，放电电阻越大，放电时间越长;反之，则放电时间短。8脚为软启动端，通常外接一个5uF的电容用于软启动。9脚为补偿端，此电路中输入正弦波，10脚为封锁端，引脚电位大于0.7V时，芯片停止工作，和相应的保护电路相连。11、14脚交替输出相位相反的脉冲波。12脚接地端。13、15脚为电源端，接外接电源。在本次设计中震荡电容为2200pF，震荡电阻R34和R35分别为10K、1K，则内部锯齿波震荡频率为56.8K.
4.3.4 IR2110外围电路
图4-14 IR2110外围电路图
驱动芯片IR2110外围电路如上图所示：其中引脚1和引脚7交替输出高低电平，通过电阻后驱动四个场效应管交替导通，IR2110驱动半桥的电路如图所示，其中C11，D13分别为自举电容和自举二极管，C10为VCC的滤波电容。假定7脚输出低电平期间，C11已经充到足够的电压VC1≈VCC。
IR2110工作原理如图4-15所示：当HIN为高电平时：VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断。
当HIN为低电平时：VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，使S2开通。在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。 
图4-15 IR2110工作原理图
其11引脚（SD）为芯片关断控制端，当SD为高电平时，驱动芯片关断输出。场效应管无输入信号，逆变电源停止输出。在该电路中用于电池的输入过压保护。当电池电压高于设定值时，保护电路输出高电平，使逆变电路停止工作，因为输出电压和输入电压也是密切相关的，对输入的过压保护在一定程度上也是输出的过压保护。
4.4 各变换电路设计
4.4.1 DC/DC变换电路
直流变换电路由DC/AC和整流滤波电路组成。电路结构如图4-16，Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右。电路正常时， TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通，这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。当Q1导通时，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时，Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。极性电容C3滤去12V直流中的交流成分，降低输入干扰[14]。滤波电容C1可取为2200uF。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D3～D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分，此处滤波取值为10uF。
图中的推挽场效应管Q3，Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A，故场效应管的型号选择IRF650A.其最大耐压值为200V，电流为32A，满足要求。
DC/AC电路结构如图4-17所示，该变换电路为全桥桥式电路。电路中各输入输出波形如图4-18所示：由集成芯片ICL8038产生的50Hz正弦波一路输入SG3525A内部与锯齿波比较产生两路互补的正弦波调宽脉冲分别由SG3525A的高输出端和低输出端输出。其高端和低端输出的两列波形图4-18（a）中的 和 。如果将此脉冲直接输入驱动芯片来驱动全桥电路，如在正弦波的前半个周期，驱动脉冲会使电路中的Q5和Q8两个场效应管在前半个周期内的绝大多数时间处于导通。经过滤波后输出为220V的工频正弦波的前半个周期[15]。但是在Q5和Q8关断的很短时间内，另一路会输入一系列时间极短的电平脉冲，这些脉冲会使Q6和Q7瞬间导通，这样可能会在输出端输出一列相位相反的尖峰脉冲，会影响输出的正弦波。因而在本次设计中，SG3525A输出的调宽脉冲并不直接用来驱动全桥电路。而是分别输入两个与门的一个输入端。由ICL8038产生的正弦波经相应处理后转化为两列相位互补的50Hz方波，如图4-18（b）所示这两列方波信号分别输入两个与门电路的另一个输入端，经过相与后可以去掉SG3525A输出的调宽波的半个周期的瞬间方波脉冲，如图4-18（c）所示，这样可以使避免输出的正弦波形中的杂波干扰，使得输出波形更加完。同时这种方式可以减少开关管的损耗，增加开关管的可靠性，提高逆变电源的效率。
在逆变电源中，场效应管应当能承受320V的直流高压电，考虑到电压波动以及一定的裕量，场效应管的电压参数应大于400V,参照场效应管的参数表，故选用型号为IRF820A的场效应管。其耐压值为500V,最大电流为2.5A。足以满足逆变电源320V以及最大电流1A的要求。
图4-18 正弦波脉冲调宽波形图
4.5 逆变电源保护电路
4.5.1 输入过压保护电路
电源输入过压保护电路如图4-19所示：VCC为电源电压，VCC通过R1和R2产生一个分压，该分压加到脉冲产生芯片TL494的引脚1，即误差放大器同向输入端，引脚2为反相输入端，电路正常情况下2脚电压应略高于1脚电压才能保证误差比较器I的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。由于引脚2与基准电压输出端14脚相连，则引脚2的电压为基准电压5V。但是当输入电压过高超过15V时，1脚处的电压则会高于5V，即高于2脚的电压，则误差放大器Ⅰ输出高电平，则TL494停止工作，从而实现过压保护。[Page]
4.5.2 输入欠压保护电路
欠压保护电路如图4-20所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3525A的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。
图4-20中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋9V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计[16]。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，同时三级管V截止，向SG3525A的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号，此时没有逆变电压的输出。
由于设置的稳压值为9V，对照常用稳压管的参数表，用于欠压保护的稳压管型号为1N5239A,其稳压值为9.1V，最大耗散功率0.5W,最大工作电流为50mA。
图4-20 欠压保护电路图
4.5.3 过热保护电路
因为逆变电源频率很高，当接大功率负载时逆变器会发热，处于过热状态会影响一部分元器件的性能，会影响逆变器的使用寿命。因而在电路中加入过热保护电路，当温度高于某一个设定值时，逆变器立刻停止工作，使温度降低，从而实现对逆变器的过热保护。
图4-21 过热保护电路
电路结构如图4-21。15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。15脚电压U计算式为：
U=12×R5÷(R3+R4+R5) (4-7)
这里R4为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在150～300 范围内任选，适当选大写可提高过热保护电路启动的灵敏度[17]。这里取200 。R3取36 ，R5取39 ，C1为滤波电容，取值为100pF.则15脚电压为6.22V，符合要求。
4.5.4 输出过压保护电路
输出过压保护电路结构如图4-22，电阻R41和R42对输出电压进行采样，当输出电压过高时将导致稳压管D15击穿，使SG3525A芯片的10脚对地的电压升高，使芯片SG3525A停止输出驱动脉冲，切断输出[18]。设允许输出的最高电压为230v。稳压管的稳压值一般规定为输出电压的130%～150%。后继电路为220V/50Hz输出，其中电阻R41为100 ，可取为4.7 ，根据电路分压知识，则R2上的电压为：
230×4.7÷104.7=10V (4-8)
故稳压管的稳压值为10V.电容C16为0.1uF,用来滤波。
对照常用稳压管的参数表，用于输出过压保护的稳压管型号为1N5240A,其稳压值为10V,最大耗散功率为0.5W，最大工作电流为45mA，满足电路要求。
图4-22 输出过压保护电路图
4.5.5 输出过流保护电路
图4-23 输出过流保护电路图
输出电流保护电路如图4-23所示：电流采样由电流互感器T2完成，电流互感器的原边直接串联在逆变电源的输出端，原边的工频电流会在副边感生出感应电流。该感生电流经过整流滤波之后通过分压电阻R20转化为电压信号，然后将该电压信号输入到电压比较器U2A的反向端，通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号，该电平信号输入驱动芯片IR2110的控制端SD实现对电路的保护功能[19]。
此处设定输出最大电流为1.2A,电流互感器的原副边匝数比为1：120.则当输出电流达到1.2A时，在副边会感生出10mA的电流，经过整流桥和滤波电容的整流滤波之后转换为稳定的直流电流，经过可变电阻R20后在运放的反向端输入一个电压，取R20为1K,则反向端电压为5V。调整R19，使得正向端的电压也为5V,则当电流大于1.2A时，运放输出低电平，则Q10集电极向IR2110的SD脚输出高电平，逆变器停止工作，从而实现过流保护。
5 结论
本文设计了一款高性能的车载逆变电源。该电源采用的是比较经典的两级变换的方式，即第一级是运用直流/直流的变换方式，第二级是运用直流/交流的变换方式。在该高性能车载逆变器中采用中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频变压器升压、整流滤波、高频SPWM逆变和高频滤波输出组成。因它工作在高频情况下，可使变压器、滤波电容、电容的体积及重量减小，噪声降低，反应速度提高。其中的高频SPWM由集成芯片构成的纯硬件电路来产生，避免了使用单片机而需要大量计算和编程的麻烦。该逆变器的主要功能是把汽车上的蓄电瓶提供的12V直流电压变换成电器所需要的220V/50Hz的交流电，来对我们车上的一些用电设备进行供电，方便我们的出行。本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。
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