一、电路说明：

振荡过程：BG3集电极输出到线圈上，并通过线圈的次级反馈给BG3的基极，进而控制集电集电流，形成正反馈，电路振荡。BG3饱和导通时，C2经R6、BG3的be结充电，线圈充电达到BG3所提供的最电大电流后，线圈L上的电压回升（u=Ldi/dt，i不增加，u变0），线圈次级电压下降，C3通过R6、R5放电，C3电压抬升，当抬升到0.6v后，BG3再次导通。因此C3放电的速度决定了BG3截止的时间，线圈L的电流增加到BG3所能提供的最大电流所需的时间决定了BG3的导通时间。
输出稳压过程：当U0增大后，D3导通，BG2基极电压升高，工作电流变小，BG3的偏置电流变小，振荡减弱，U0下降。U0下降的直接原因是BG3的Ib下降，最大Ic也下降，线圈L增加最大Ic所需的时间也下降，BG3导通时间减少，另一方面，由与Ib变小，C3放电的速度变慢，BG3截止时间变长，占空比变大，输出电压变小。
电路的启动：
R4、C2是构成启动电路。RC时间常数为300us。经过几个RC常数以后，C2充满电，不再提供偏置电流。振荡周期约20us ，C2提供偏置电流可让振荡器工作300*3/20=45个周期，这足以使U0上升，并通过C1、R1给BG1提供偏置，电路持续振荡。关机后，C2经R4、D3、L、D1放电，下一次开机时，C2又能提供启动偏置电流。
自动关机电路：
该电路具有正反馈特征：起动后，C1经R1、和GB1的Vbe结充电，C1上的压降逐渐上升，最后将导至BG1的Vbe电压小于0.5v，BG3得到的偏置变小， U0下降，而U0下降将加速BG1截止，BG3也截止，电路停振。正是一个正返馈过程，BG1偏置不足后，电路瞬间停振。
当输出电压U0
R6的作用：BG3饱和导能初期，线圈次极电压突然抬升，C3经R6、BG3的be结充电，由于be结微变电阻小，会产生强烈的冲击电流。在示波器中观察，GB3的Vbe会产生很强的尖峰脉冲，经R6限流后，该脉冲得到有效的抑制。
停振时的工作电流：1.5v电源经线圈、D1、负载再回到电源负极。由现经D1降压后，负载上只得到0.9v左右电压，电流很小，对电池寿命影响不大。经测试和计算，如果一直不关机，电池将在半年后耗尽。而事实上长时间不用万用表，应取出电池，而不是关机与不关机的问题，没有必要计较因忘记关机产生的消耗。
效率估计（具体计算从略）：
工作电流较小时，BG3及其偏置消耗4%，D1消耗9%，线圈3%，D3及R4消耗10%，总效率74%。
工作电流较大时，BG3及其偏置消耗9%，D1消耗11%，线圈5%，D3及R4消耗2%，总效率73%。
如果对各器件精心选配，效率可超过85%，但业余条件下不大可能做到这点，故不必过分追求效率。
线圈制作：
线圈电感可作大一些（如1mH），内阻小一些，电路纹波小，且对提高效率有所帮助，虽然电源调整率变差一些，但对万用表没有影响。考虑到实际制作上的困难，只要把小磁环用直径0.25—0.5漆包线绕满一层即可，漆包线视小磁环大小而定，磁环小则用小线径的线多绕几圈，磁环大则少绕几圈，线径可加大一些。磁环不能太小，否则电感量难以达到300uH，即使做到了，内阻可能也有几欧。磁环可使用坏电脑主板上或电脑开关电源中的小磁环。
BG3的选择：选取饱和电阻小的，如8050、C3807、C2060、D1207、D882等常见管子均可。选用9013也可以，但大电流输出能力稍差。D882、2SC3807较好，但他是高频中功管，有点占位置，建议使用8050。最好使用正品管子，伪劣管子的性能与数据表中提供的参数可能相差数倍。当BG3使用中功率管，并适当调整偏置电流，D1选用电流大一些的快速肖特基管，输出大于1W也没有太大问题，具体计算、设计见下文。

二、设计过程：
振荡电路使用传统的开关电源电路并适当改进，问题的关键是确定各元件的参数：
（一）电感L及反馈电路参数的确定：
（1）开关电源中的基本运算关系

（二）起振条件计算：
接通电源的瞬间，三极管饱和导通，电感内的电流不断增大，Ic很快达到最大值，此期间，电感也对负载滤波电容充电，负载很重，电路无法起振。当充电结束，三极管处于放大区，工作状初步态稳定下来。接下来，能否起振，主要决定与三极管的放大能力。当然，如果事先对滤波电容充电，电路极易起振。起振的过程，振荡管经过三个阶段，（1）小信号放大阶段（2）进入非线性区（3）进入开关状态。下面对起振条件作比较详细的电路分析：
有多种分析方法，为了简化计算，仅分析小信号放大的情形，这也是起振的关键。小信号时，我们可把三极管、二极管等效为线性元件，之后即可用拉氏变换或复数法等方法进行计算。拉氏变换可得到详细的暂态过程，然而本电路在小信号时的暂态过程不是我们所急需的，使用此法有点吃力不讨好。因此建议使用复数法求出稳态情况即可。顺便说一下，使用电子仿值软件（如EWB9.0）也可得到暂态和稳态过程，但仿真软件是基于数值计算的，可轻松得到计算结果，却不易找到各元件参数的相互关系。
1、整流输出回路产生的负载分为纯阻Rs与电容Cs

2、振荡电路的等效电路（小信息号时）

图a是中频段的交流等效电路，图b做简化了的等效电路，其中rbb忽略。
R的估计：是三极管ce交流等效电阻Rc与负载电阻Rs之和，其它电阻影响可忽略。Rc约150Ω，Rs约37Ω。R=Rc//Rs=30Ω。
r的估计：是be微变电阻与偏置电阻并联值，偏置电阻的阻值较大，可忽略。R=26mv/1.7mA=15Ω
C的估计：反馈线圈的负载电容反应在主线圈的等效电容为k2c，线圈及电路板的分布电容C0，负载等电容Cs三者之和。
并联在be结上的等效电容Cbe的估计：be结电容与bc结容引起的附加电容之和。be结电容在三极管的数据表中一般不提供，但可以用fT计算。

3、放大倍数的最低要求：

4、结论：

该电路不宜接入重负载，因为重负载时对管子的放大能力要求太高。
由于负载轻的时候极易起振，这也不一定是好事。此时振荡管只要有微弱的偏置即可起振，所以在设计自动关机电路时就必须彻底截断偏置，不让漏电流或干扰脉冲进入。
 

三、整体分析：
电路未起振时，BG3必须工作在放大区

此时BG3所提供的最大峰电流166mA的1/3左右，最大输出功率也将下降到原来的1/3，考虑到低压时电能转换效率有所下降，最大输出功率可能下降到1/4，最大输出电流预计不易超过4mA。可见1．5V供电时，静态电流很大，在这种情况下，接上R6未必起振。原因是小功率三极管在几百毫安的工作电流下放大倍数下降。通常直流放大倍数下降慢一些，交流放大倍数快一些。如果BG3选用2N5551，它在10mA时直流β=150，在100mA时β=40，从三极管的输出曲线看，此时的输出曲线没有明显的饱和区与放大区，三极管的交流小信号放大能力下急剧下滑，电路起振的可能性不大，除非减小静态工作电流，然而减小工作电流将造成功率输出能力下降。网上查数据表可知：2N5551的典型直流放大倍数是Ic1=60mA，β1=80；Ic2=100mA，β2=40，在这一范围内（80mA左右）的平均直流放大倍数是(80+40)/2=60，在交流情况下则更糟糕。Ic=80mA时平均交流放大倍数是β*=(Ic2-Ic1)/(Ib2-Ib1)=(100-60)/(100/40-60/80)=23倍，本人实测一个，竟然只有18倍。同样方法查表计算得知，Ic>100mA时，β*<10倍。因此BG3选用2N5551是十分不恰当的，必须另选其它管子。[Page]

通常，Uce<Ube时，三极管进入饱和区，此时Ube大约在0.5—1V（与Ib有较大关系），为了计算方便，可认为Uce在小于0.7V时进入了饱和区。如上图所示某三极管的输出曲线，斜虚线左边为饱和区，右边为放大区。标准作图不是上图所示的折线，而是曲线，如果画成曲线，在Vce在0.4到0.7之间可看作过渡区（恒阻向恒流的转折区）。从输出曲线看，在饱和区CE的伏安特性像电阻，图中直线的斜率就是饱和电导值，Ib较大时，饱和区内的这几条线基本重合，因此粗略计算时，通常取斜率最大的那条线为饱和电导值，可看作饱和电阻的极限参数。三极管数据表中，确定某三极管的饱和电阻时，其Ib会取大一些，大到输出曲线中找不到它也很正常，可理解为极限参数，此时的饱和电阻看作输出曲线上方那几条曲的饱和电阻也没问题，反正Ib较大时，那几条线几乎重合。通常三极管的数据表手册不一定直接给出饱和电阻，而是提供饱和压降Vce(sat)，并给出此时的Ic和Ib的值。那么饱和电阻就是r=Vce(sta)/Ic。当Ib较大时，恒流特性变差，对应的那条输出曲线没有明显的恒流区，大部分小功率管子在这一阶段交直流放大倍数变得很小（在输出曲线上，线条较密处，放大倍数小，反之则大）。
对大部分中小功率管来说，饱和电阻比较小的，放大倍数急剧变小时对应的集电集电流Ic0比较大。原因如下：随着Ib增大，Vbe没有明显变化（图中的虚线斜率变得很大），通常不会超过1v，为了便于计算，不妨Vbe的极限参考值0.75v，此时Vbe对Ic的控制能力将变差，放大能力下降，并以此值参考值计算，Ube=Uce=0.75v时，Ic=0.75/r，r是饱和电阻。也就是说r越小，Ic0越大。如2N5551的饱和电阻是r=4，那么Vce=0.75v时，Ic0=0.75/r=180mA，此时2N5551的放大能力变很差。

再如8050的饱和电阻是0.25欧，Ic0=0.75/r=3A，此时8050放大能力变差，实际上此时也超出了8050的极限工作电流。当然以上只是估算，要想得到精确结果，还是直接读输出曲线图，或实际动手测量。当电路对三极管放大能力要求较高时，集电集电流应远离Ic0，不妨取Ic0的1/3以下。
Vbe与Ib的关系可近似为指数关系。当Ib>0.7以后，Vbe基本不变。
（三）自动关机时间的计算：
由于三极管be结参与充电对C1充电，所电路是非线性的，给计算带来麻烦，有必要做简化处理。BG1截止前，Vbe电压基本保持在0.5v左右，可认为Vbe不变，因此BG1截止前充电电路是线性的，即由R1对C1充电过程，充电速度由RC常数及终止电压Ub、起始电压Ub三个因素决定。
Ub=9-0.5=8.5v
促使BG1截止的基极电压为0.5v，C1的充电结束电压为V=9v-0.5(R1+R2)/R1=7.5v
对C1充电的电阻是R1，RC常数是2M*100u=200秒
C1充电前的初始电压是Ua=0，如果是关机后马上开机，初始电压是D2的正向压降Ua=0.5v。

C1的漏电要小一些，否则自动关机时间不准确。