该电源适配器由贴片开关电源芯片FA3647及双运放10358等组成，实绘电路见图1所示。FA3647芯片为富士电机公司推出的可直接驱动功率MOSFET的PWM型开关电源控制集成电路芯片，其具有在轻载模式下降低振荡频率、限制功耗和Vcc过压保护检测等功能，非常适用于高效、待机或轻载模式下低输入功耗领域。
其电路框图见图2所示，管脚功能见表1所示。
1、振荡器
振荡器通过内置电容的充放电，产生一个三角波形。所需的振荡频率可通过连接在RT引脚的电阻来设置，见图3所示。
内置电容上的电压，通过相同的充放电速率，大约在3V和1V之间波动(见图4所示)。可以通过改变连接在RT引脚的电阻值梯度，来设置振荡频率(电阻Rt的阻值越大，频率越小)。在轻载模式下，当输出占空比减小时(FB<约1.8V)，振荡频率会自动降低。振荡输出连接到PWM比较器输入端，通常在固定频率状态下，Rt引脚电压为DC2.5V。当频率降低时，电压也线性下降至大约1V。
2、轻载模式下降低振荡频率电路
此IC有一个特点，就是轻载时自动降低振荡频率，减小待机功耗。轻载时，当IC输出脉冲宽度变窄到10%以下，并且FB引脚电压减小至大约1.18V以下时，振荡频率则开始线性减小直至脉冲宽度减小至0。当输出脉冲宽度为0时，振荡频率为通常固定频率的46%(见图5所示)。即使振荡频率减小，内置电容上的电压也在3V和1V之间波动。
3、PWM比较器
PWM比较器有4个输入端，见图6所示。振荡器输出①脚与CS电压②脚、FB电压③脚以及DT电压④脚进行比较(用②、③、④三个引脚电压的最低值与①脚比较)，当此电压比振荡器输出①脚电压低时，PWM比较器输出为高，反之输出为低(见图7所示)。
当PWM比较器输出电压为低时，IC的OUT引脚输出电压为高。当IC通电时，CS的②脚电压控制软启动工作，输出脉冲逐渐变宽。在正常工作期间，输出脉冲宽度由最大占空比(70% )DT的④脚电压下的FB的③脚电压确定，通过调节FB电压以保持输出电压稳定。
4、CS引脚电路
CS引脚电压变化取决于CS上的充电电压，当接通电源时，电流源(6.5uA)开始给CS充电;CS引脚电压上升，如图8所示。
CS引脚电压连接到PWM比较器输入端，是以最低的输入电压确定比较器的输出。当CS引脚电压在1.0V和2.4V之间时，电路进入软启动状态。在正常工作期间，该CS引脚电压被钳位在内部4V齐纳二极管上。如果输出电压由于过载下降而使FB电压上升到3V以上，则取消4.0V钳位电压，CS引脚电压可上升至9.5V。因Cs引脚也连接到锁存比较器C2，因此，当Cs引脚电压上升到8.5V以上时，则C2比较器关闭5V基准电路，从而关断输出。由于CS引脚同时也连接到比较器C1，也可通过使Cs引脚电压低于0.68V来关闭5V基准电路，从而关断输出。为此，可用比较器C1控制输出开、关。，总之，可通过改变CS引脚电压，控制软启动，过载输出关机和输出开、关控制。
(1)软启动功能
软启动电路见图9所示，图10为软启动工作时序图。Cs引脚连接CS电容，当通电时，6.5pA恒流源给CS电容充电，Cs引脚电压随CS电容充电电流缓慢上升。CS引脚也连接到内部的PWM比较器输入端，特点是以最低的输入电压确定输出。在图10中，软启动使比较器输出脉冲宽度缓慢变宽。
(2)过载关机功能
图11阐述了过载关机工作时序，如果由于过载或短路，引起输出电压降低，导致FB引脚输出电压升高，如果该电压超过C3比较器基准电压(3V)，则C3比较器输出变低，关闭开关。开关关闭后，在正常工作时被4V齐纳二极管钳位，4V的CS
引脚则取消钳位。6.5uA 恒流源开始给CS电容充电，CS引脚电压上升。当CS引脚电压超过C2比较器基准电压(8.5V)时，C2比较器关闭5V基准电路，之后，IC进入闭锁模式并关断输出。关断时IC的电流消耗为45pA(典型值)(Vcc=10V)。该电流必须由启动电阻提供。此时IC进入输出关闭状态(低电压)。
当Vcc电源电压低于关机阈值电压(9.0V)或强制cs引脚电压低于7.9V时，过载关机操作复位。
(3)输出开/关控制功能
可通过施加在CS引脚的外部信号来打开或关闭IC，图12为输出开/关控制时序图。当CS引脚外部电压低于0.68V(典型值)时，IC关机。比较器C1输出为高并关闭5V基准电路，IC关断输出，IC进入输出关闭状态(低电压).IC在关机时所需的电流消耗是100uA(典型值)(Vcc=17V)。该电流必须由启动电阻提供。当cs引脚电压超过0.82V(典型值)时，IC导通，打开5V基准电路，自动软启动，电源重新工作。
5.过流限制电路
过流检测电路通过检测每一个主开关MOSFET的漏极电流脉冲峰值(采用脉冲法)，来限制过流。相对于地面，检测阈值电压为-0.168V。MOSFET漏极电流通过电阻RS转换成电压，并反馈至IC的IS引脚。
如果电压超过比较器C4基准电压-0.168V，则比较器C4工作，触发器输出Q为高，输出立即关闭以切断电流。触发器输出Q在下一个周期复位，输出重新开始。通过这种重复操作来限制过流。如果噪声使过流限制电路出现故障，可以在IS引脚和MOSFET之间，放置一个RC滤波器。图13的时序阐述了过流限制工作过程。
6、Vcc过压保护电路
该IC含有一个Vcc过压保护电路，防止由于过压引起IC损坏。图14阐述了过压保护电路工作过程时序。如果Vcc电压升至32V以上(Icc =13mA)，并且电流流入内部的齐纳二极管，则过压开始检测。比较器C5输出开始变高，并且恒流源(0.9mA)使CS引脚电压升高。当CS引脚电压超过8.5V时，比较器C2输出变高并关闭5V基准电路。IC进入闭锁模式，输出处于关闭(低电压)状态。在闭锁模式下，IC电流消耗为45uA(典型值)( Vcc=10V)。该电流必须由启动电阻提供。当电源电压低于9.0V或强制Cs引脚电压低于7.9V时，过压关机操作复位。
7、欠压锁定电路(U、V、L、O)
该IC含有防止电源电压下降引起误动作的电路。电源电压从0V开始升高，当Vcc=16.5V( 典型值)时，IC开始工作。当电源电压下降至Vcc=9V(典型值)时，输出关机。当欠压锁定电路工作时，IC的OUT和CS引脚输出变低，使IC复位。
8、输出电路该
IC含有推挽式输出级，可直接驱动MOSFET。输出级的最大峰值电流为吸电流1A，源电流0.5Ao当欠压锁定电路工作时，电路停止工作，OUT引脚电压变低，并关闭MOSFET。
9、轻载模式下从外部设置振荡频率
该IC有一个功能，就是负载减轻时，自动降低振荡频率，减少电源待机模式下的损耗。没有外部电路调整时，振荡频率只能下降到固定频率的大约46%。为了使频率低于46%，可在RT和REF引脚之间连接调整电阻Rr，如图15所示。
10、启动电路设计
该IC采用CMOS工艺，消耗电流较少，因此，相比于传统的双极型集成电路，可以使用较大的启动电阻。启动电阻设计条件:(1电源开通时IC应能启动;(2)闭锁模式下，应能提供保持闭锁状态IC消耗的电流;(3)开/关功能在关闭状态下，应能提供保持关闭状态IC的消耗电流。1 )启动电阻连接在整流前(交流)启动电阻连接在整流前(交流)的电路，如图16所示，启动电压由电阻经交流输入电压半波整流后取得。2)启动电阻连接在整流后直流)启动电阻连接在整流(直流)后的电路，启动电压由电阻取自交流输入电压峰值。
11、确定Vcc电容值
为了正常启动电源，必须在Vcc引脚连接电容。图17给出了电容为适当值时Vcc电压启动的图示。当输入电源开通后，连接在Vcc引脚的电容，通过启动电阻充电，充电电压增加。该IC在待机状态时，几乎没有电流消耗(Icc<2uA)。此后， 当Vcc电压达到欠压锁定ON阈值电压(uvLO ON)后，IC开始工作。
当IC工作开始有输出时，IC工作电压由辅助绕组提供。但在IC刚刚启动、Vcc电压跌落期间，给予辅助绕组电压上升的时间必须足够。
因此， 确定Vcc的电容值， Vcc电压不能落在欠压锁定OFF阈值电压(UVLO OFF)时段之下。如果Vcc电容太小，在辅助绕组电压完全升压之前，Vcc电压落在欠压锁定OFF阈值时段之下。如果这样，Vcc电压将在欠压阈值之间上下反复，电源不能启动(见图18所示)。
二、惠普电源适配器工作过程
1、启动与软启动
通电后，经桥式整流的约280V直流脉动电压，通过启动电阻(224X4) 给开关电源芯片FA3647的⑥脚vCC端电容C17(27uF/35V)充电，当C17电压达到16.5V时，芯片开始软启动，内部的6.5uA电流源给⑧脚CS端的棕色电容充电，此时，由于电源未正式工作，PWM比较器输入端的FB的③脚电压及DT4脚电压均比cs②脚电压高，因此，用最低的CS引脚电压与振荡器输出的电压(PWM比较器输入端①脚)进行比较，控制PWM输出脉冲宽度。CS引脚电压随CS电容充电电流缓慢上升，当Cs电容电压升到0.82V时，开始软启动，比较器输出脉冲宽度缓慢变宽。从芯片被激活到输出脉冲宽度达到30%时，也即经过大约250xCS(棕色电容)(毫秒)后，电源正式启动。此后芯片供电改由开关变压器T1的②、①脚间辅助绕组提供。
2、Vcc供电与过欠压保护
启动后，Vcc电压在10V~28V之间变化时，芯片可正常工作。如果市电电压过低或其他原因导致Vcc电压低于9V时，芯片则关闭5V基准电路，停止⑤脚输出。电源恢复正常后，芯片再次输出;如果Vcc电压升至32V，并且芯片的工作电流为13mA时，芯片则实施32V过压保护。过压保护过程是当C5比较器同相端的电压大于反相端0.8V阈值电压时，C5输出高电平，接通0.9mA电流源，给芯片⑧脚的Cs电容充电，当Cs电压上升到C2比较器8.5V阈值电压后，芯片关闭5V基准电路，停止输出。当CS电压降低到7.9V以下时，芯片再次输出。强调13mA电流的原因，是32V过压比较器C5反相端的阈值电压为0.8V，为此，只有在同相端输入一定的电流，芯片才能实施过压检测。当电流低于13mA时，芯片不实施过压保护，但可以通过芯片内部的稳压管将电压钳位于32V。芯片内部还有一个阈值为0.82V~0.68V的比较器C1。当Cs电压低于0.68V 时，芯片关闭5V基准电路，停止输出。
芯片⑧脚通过一个562的贴片电阻及181 贴片稳压管接⑥脚Vcc端。当Vcc电压大于26.5V(8.5V+18V)时，同样会引起类似于32V过压保护过程，最终停止⑤脚输出，与32V组成双保险过压保护。⑧脚电压钳位于4V的最大吸电流为50uA。因此，当Cs引脚电压升至8.5V以上时，50uA以上的电流则需由Vcc提供，同时还要使流入Cs引脚的电流在1mA以下。
当Vcc供电电压低于9V或Cs电压低于7.9V时，过压保护检测电路复位。
辅助绕组的整流电压通过温度保险丝(P125ATAM250V/2A127C)后为Vcc供电。温度保险丝接在功率MOSFET管Q1(K2645)的散热片上，当Q1温度高于127°C时，保险丝熔断，切断Vcc供电，电源停止工作，从而防止故障进一步扩大。
此电源启动电压取自整流后，根据880k.2启动电阻和FA3647提供的启动公式，计算出:
在启动电压为17.5V、启动电流为30uA时的最低市电电压为31V;
在10V关机，且能提供100uA工作电流的最低市电电压为69V;
在电源关闭时，且能提供200uA ( 最大){Vcc=17V )工作电流的最低市电电压为136V。
3、固定频率及轻载频率设置
此芯片⑦脚REF端5V基准电压通过串联电阻.204、303接①脚RT端，其Rr、Rt电阻分别为230k、56k。根据FA3647提供的资料，计算出电源的固定频率f0和轻载模式下的最低频率fr，分别约为64.7kHz和9.4kHz。设置最低频率的原因是降低待机状态功耗，因为功耗与频率呈正比关系。振荡波形无法测到，实测空载状态下，片②FB电压约1.2V， 测得①脚或⑤脚脉冲频率约35.7kHz，接上222假负载时，芯片②脚FB电压约1.3V，测得频率约为62.5kHzo若要使频率进-步降低， 则需降低FB电压才行。
4、稳压控制
稳压控制由芯片②脚FB端光耦PI1(NEC2561)、2.5V稳压管AS、双运算放大器10358中的B运算放大器等组成。
B运算放大器与外围元件组成差动放大器电路。当输出电压升高时，B运算放大器输出电压变低，光耦内发光二极管发光强度增大，光敏三极管导通程度加强，内阻减小，FB电压下降;反之亦然。
PWM比较器的4个输入端中，①脚来自振荡器的输出电压在3V和1V之间变化;④脚最大占空比DT电压为一固定值，取值3V和1V之间;②脚CS电压在启动期间为低电压，启动后电压升至4V(由内部的4V稳压管钳位);③脚FB电压启动期间为高电平(>3V)，启动后受反馈电路控制，电压下降至DT电压之下。因此，启动后的输出电压稳压主要由FB电压控制。
当FB电压变低时，根据光耦控制过程，说明空载或负载减轻，FB电压接近振荡器输出电压的1V端，PWM比较器输出低电平宽度变窄，也即芯片⑤脚PWM输出高电平脉冲宽度变窄，从而调低输出电压，维持电压稳定。反之，当FB电压升高时，说明负载已加上，FB电压又上升远离振荡器输出电压的1V端，最终使⑤脚PWM输出脉冲宽度变宽，从而调高输出电压，最终使输出电压保持稳定。
5、过载限制
芯片②脚FB端内接C3比较器反相输入端，同相输入端阈值电压为3V。如果②脚不外接下拉电阻，那么，当负载过重时，FB电压就会升高至3V，从而使内部的C5比较器输出低电平，取消4V钳位，CS继续充电，当CS电压升至8.5V时，C2比较器输出高电平，关闭5V基准电路，最终停止芯片⑤脚输出。此电源②脚外接822下拉贴片电阻，与芯片内部输出的5V基准电压、电阻及二极管分压后，在C3比较器反相端形成的电压低于3V，FB电压永远不会超过3V，因此，电源不会因过载而关机，其最大占空比被限制在约65%。估计电源既要给电池充电又要给笔记本供电，需要负载变化很大的缘故。
6、过流限制
此芯片采用的是负极性电压进行过流限制检测，因此，除③脚IS端外，外围元件接地端必须与④脚GND接在一起，才能有负极性的检测电压产生，见图19所示。
电阻R6、911、471 与棕色电容组成RC充电时间常数电路，主要是将Q1源极上的矩形脉冲，变成带有一定斜度的梯形波，以便与-0.168V阈值电压进行比较，提高检测触发灵敏度。
7、输出过流保护
由过流 检测精密贴片电阻R010F(10mΩ)、负温度系数热敏电阻RT1(C2)及分压电阻113、393、102、稳压管AS、10358中的A运算放大器及外围元件等组成。
AS上的2.5V.电压经分压电阻分压后，在A同相端分得一固定阈值电压，计算出约0.0489V， 实测约0.05V。RT1紧贴输出整流管RC2、RC4( yG802C09 )散热片上，工作后温度上升，阈值电压会略有升高。实测RT1非在路电阻常温下约90Ω，热态下电阻变化不大，约80Ω。A反相端通过电阻103接R010F另一端。当流过R010F的电流大于4.89A，形成的压降超过阈值电压时，10358的①脚输出为低，10358的①、⑦脚与共阳极二极管P形成类似或门控制关系，因此，光耦内发光二极管发光强度增大，光敏三极管导通程度加强，内阻减小，FB电压下降甚至为0，最终使⑤脚PWM输出脉冲宽度变窄直至停止输出，实现过流保护。
三、故障检修
故障现象:通电后笔记本电脑无反应，测电源无输分析检修:小心开盖后仔细观察线路板，未见浪涌限制电阻、保险丝、功率管集成块炸裂及电容鼓包，所有元器件很规整，感觉问题不大，有修复的可能。
重点检查功率MOSFET管Q1(K2645)未坏，但过流检测电阻R6有一黑点，实测已开路。R6为四环电阻，通体为浅绿色，色环为红黑银红，根据电阻体积，估计为0.25W、0.2Ω、误差为土2%电阻。
再查保险丝F1 (T4A250V)、 浪涌限制电阻TH1(NTC6.0)、400V滤波电容c2( 165pF/400V )、输出整流管RC2、RC4 (YG802C09)、 滤波电容C13~C15( 6800pF/25V)等，又发现RC2短路，再查19V输出端白、黑接线端子间无短路，绝缘套管良好。
因没有现成的0.2Ω/0.25W电阻，临时试机改用5只1Ω/0.25W并联电阻，通过引线焊接于R6两端，RC2、RC4用废弃ATX电源5V整流管MBR2045CTG代替，空载通电试之，测得电源输出电压有时为19.2V，有时为13V，有时又为14V，此时再外接一10W/5Ω电阻作假负载，输出电压马上降为0V，且芯片FA3647的⑥脚Vcc电压在11.5V~14.5V之间波动，⑧脚CS电压在0~0.6V之间波动，假负载一撤，输出电压又恢复原样。
怀疑电源带载能力差，但查遍整个线路板，也未发现问题所在。想起通过引线外接的5只12并联电阻，怀疑其受到干扰所致，马上撤去外接电阻。用0.2Ω/0.25W电阻直接焊接在R6两端，通电再测输出空载电压为19.2V，接上假负载，仍然为19.2V，很稳定。试机，一切正常，至此故障排除。
最后附上相关实测数据见表2~表4，希望对同行有所帮助。
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