放大器部分采用6N1、6P1各两只，一个声道的放大器原理如图1，电源部分如图2。
6N1担任第一级电压放大，电子管是电压控制型器件，栅极输入直流阻抗非常高，交流阻抗主要由电子管寄生电容c’引起。由于c’非常小，故可认为输入阻抗由R1决定，本设计中无输人耦合电容Cin，由图分析可知，Cin与R1构成一高通滤波器，转折频率为：f=1/(2π*R1*Cin)
若假设Cin=1uF，则转折频率f=0.34Hz。
可见该频率已足够低，取消该电容的目的并不是因为它隔断了20Hz左右的音频信号，而是取消Cin改善了电压传输特性，使得低频得到更好的响应，另外使得输入通道简洁避免了由音频电容引起的杂散耦合，对提高整机的信噪比有积极意义。作为音源，其自身带有隔直电路，故取消Cin是安全可行的。
作为双三极管结构的6N1，本可以只用一只完成R、L声道的电压放大任务，本机采用两只，独立完成R、L声道的放大以提高声道间的分离度。根据6N1的曲线图，没有采用SRPP、M7等接法，而采用了非常简化的共阴放大电路，放大后的信号由c2直接输出至6P1的栅极。由于6P1的输入阻抗由R4决定，已非常高，采用图1的电路就可以达到很好的阻抗匹配。电路取消了阴极电阻的旁路电容C，形成局部电流负反馈，改善了波形失真，同时提高了本级的驱动力。
功率输出级由两只6P1完成，胆机高频纤细，但由于输出变压器为感性负载，所以理论上胆机高频特性不如石机，而人的听觉不同于示波器，我们只是无法忍受石机那奇次谐渡过强的高频(即使工作在甲类)，输出变压器初级线圈并联的电容c4并不会影响多少高频音乐输出，它的加入减轻了6P1面临的感性负载。
电子管音色醇厚，声音温暖，但众所周知胆机失真度大于晶体管放大器，即所谓软失真，故电路由输出端特别引回环路负反馈。因笔者设计制作过多款晶体管放大器，绝不会轻易如此。然而人们所关心石机的重要指标为Hi—Fi度、压摆率，而我们对胆机所要的却恰恰是较慢的传输率而得到柔和的音乐，环路负反馈的引入达到了这一目的，在很大程度上改善了瞬态互调失真。瞬态互调失真主要由放大器的开环增益A1、闭环增益A2和传输延迟时间T决定的。我们以输入正弦信号为例，图3为输入与输出的波形：
当放大器加信号时，由于电子管本身的转换速率慢，存在传输延迟时间T。在T时间内，放大器无输出，以开环增益A1工作，T时间一过放大器有反馈信号，则以A2增益工作，故在T时间内Vout=Vin*A1电压幅度很高，出现图3所示波形(M，N点)，影响了音乐信号的重现。故在电路设计中有意加入了6N1、6P1的本级电流负反馈，并利用电容c3采样6P1上电压形成微分采样电路，使得电路在信号整周期内，均近似以A2增益工作，实际仪器检测及现场听音均非常令人满意。
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