对于他激式开关电源而言，开关管的驱动信号是由单独的振荡器产生的，可以用固定的时钟信号控制导通的时间，形成固定频率的工作模式(行锁频状态下与此相同)，如比较常见的UC3842，也可以工作在固定截止时间(Toff time)脉宽调整模式。为了保证开关管不会出现在去磁恢复阶段还没结束就导通的情况，这些模式下，开关电源设计的最大占空比不能太大，以留出充分的磁恢复时间，停滞区(开关管和负载二极管都不导通的时间)比较长，开关管导通的电流峰值就会比较大，这是电流不连续工作模式的缺点，开关管的导通可能在去磁结束后谐振发生以后一个或几个周期以后的某个随机时刻，但不能保证为谷底，因而称为工作在硬开关的状态，所以，如前所述，准谐振模式的关键要设计一个去磁检测电路，通过检测过零电压值，由内部逻辑电路控制开关管的重新导通，即在去磁结束以后，经过适当的延时，使开关管在谐振的第-一个谷值准确开启，达到准谐振目的，实现所谓的同步，因此相关的引脚有的也称为磁同步脚或自同步脚，所以有些标示为SYNC。

         根据以上的原理，现简单分析由STR-F6656组成的开关电源具体的电路。STR-F6656(属于STRF6600系列)是应用广泛的准谐振控制器，可以根据设计工作在脉冲比例控制PRC( Pulse Rated Control )和准谐振QR( Quasi Resonance )不同的模式。它内含大功率的开关管，外围元件简洁，是一种保护功能齐全的高效率的混合型集成电路，准谐振工作原理也比较典型，许多电路的原理与此相似。

         图1为长虹CH-16机芯电源简化电路，是由STR-F6656组成的准谐振控制开关电源，当MOSEFT导通时漏极电流Id流过电阻R803、产生锯齿波电压Vd，Vd经R804反馈至IC①脚OCP/FB端口。当①脚电压上升到门限电压0.73V时，集成电路内部电压比较器1翻转，控制振荡器输出反相的低电平，并通过驱动电路迫使MOSFET截止(实际是和误差电压一起控制占空比，稳压的实现也是通过控制①脚的电压波形实现的)。准谐振电路由变压器绕组LFSTR -F6656、延时导通电路VD805、VD806、R803、R804、807、C813等组成，E5、F7为去磁检测绕组，①脚FB/OCP为反馈和过流保护输入脚，在①脚的内部设置了两个比较器，阈值分别为Vth(1 )0.73V与Vth(2)1.45V，在开关管截止去磁阶段，反馈绕组LF5、⑦脚检测绕组通过VD805给C813充电，在STR-F6656的①脚形成经过延时的正脉冲，在脉冲的上升沿，当VFDBK>Vth(2)时，通过内部的比较控制逻辑电路，将振荡器状态复位，启动准谐振模式，为开关管重新开启做好准备，使MOSFET截止时间(Tofi)降为最小1.5us左右，实际的截止时间比这个值要大一些，而且只要VFDBK保持大于0.73V，则MOSFET-直维持关断，什么时候开始转导通则由反馈⑦脚电压何时再低于阈值Vth(1)决定，由于C813容量很小，所以，当去磁阶段结束以后，C813上的电压上升到最高值以后，去磁恢复结束后会马上经过R803、R804放电，成指数规律下降，若适当选择元件参数数值，就能够保证开关管在集电极电压刚好下降到第-个谷值的时候， ①脚的电压也恰好下降到Vth(1)阈值，开关管导通，实现准谐振控制。这样就可以保证MOSFET的开关应力和开关损耗比较低。在MOSFET开关管关断期间如果信号VFDBK处在Vth(1) 0.73V与Vth(2)1.45V之间，则不能启动准谐振模式，此时比较器1的作用使电源进入脉冲比例PRC(Pulse Rated Control)工作模式(比如，轻负载的待机状态)。工作波形时序图如图2所示。

        由此可见，准谐振模式需要满足以下条件:(1)在漏极和地之间要有一个合适的电容共振C811，和分布电容一起与初级电感构成LC谐振回路，以便形成漏源极之间电压VDS的谐振波形，(2)驱动要能启动准谐振模式、并有合适的延迟以保证当准谐振信号VFDBK下降到0.73V以下，MOSFET开始导通时恰好对应于VDS波形的最低处。很明显，谐振的频率只与电感量和电容量有关，当变压器的电感量和谐振电容的值确定以后，延时的时间也就确定了，基本等于四分之一谐振周期，与输入电压和负载无关。