摘要：单片开关电源是国际上90年代才开始流行的新型开关电源芯片。本文阐述其多路输出式电路设计方法。
许多家电产品（如电视机、机顶盒解码器、录像机）都需要由多路稳压电源来供电。在电子仪器、自控装置中也要给各种模拟与数字电路提供多路电源。利用单片开关电源可实现多路电压输出。下面通过一个典型实例来详细介绍多路输出式开关电源的优化设计。
1电路设计方案
1．1确定多路输出的技术指标
假定要设计的开关电源具有三路输出：主输出UO1（5V，2A，10W）,辅助输出为UO2（12V，1.2A，14.4W）和UO3（30V，20mA，0.6W）。总输出功率为25W。技术指标详见表1。
各路输出的稳压性能对于电路结构和高频变压器的设计至关重要。通常，主输出的稳定性要高于辅助输出。现将＋5V作为主输出，专门供CMOS，TTL数字电路使用，其负载调整率SI≤±1％，其余两路优于±5％。
1．2确定反馈电路
多路输出的反馈电路有四种类型：基本反馈电路；改进型基本反馈电路；配稳压管的光耦反馈电路；配TL431的光耦反馈电路。以第四种电路的稳压性能为最佳。利用表2可选定反馈电路。需要指出，多路输出要比单路输出的SI值高，并且主输出指标优行辅助输出。
表2可供多路输出选择的四种反馈电路
（1）基本反馈电路是利用反馈绕组间接获取输出电压的变化信号，因此不需要使用光耦合器。该方案的电路最为简单，但开关电源的稳定性不高，难于把负载调整率SI降至±5％以下。若仅为改善轻载时的负载调整率，可在输出端并联一只合适的稳压管，使其稳定电压UZ=U01，此时轻载下的SI<± 5％ 。
（2）改进型（亦称增强型）基本反馈电路其特点是在反馈电路中串联一只22V的稳压管，再并联一只0.1μF电容器。
表1多路输出的技术指标
图1多路输出式25W开关电源的电路
（3）配稳压管的光耦反馈电路它是利用一只稳压管的稳定电压作为次级参考电压。由稳压管的稳定电压（UZ）、光耦合器中LED的正向压降（UF）和用于控制环路增益的串联电阻R1上的压降（UR1）这三者之和，来决定输出电压值。当UZ的偏差小于2％时，能将主输出的负载调整率控制在±2％以内，该电路的缺点是参考电压的稳定度不高，并且只对主输出进行反馈，其他各路辅助输出未加反馈，因此辅助输出的电压稳定性较差。
（4）配TL431的多路输出光耦反馈电路其特点是：
①利用TL431型可调式精密并联稳压器构成次级误差电流放大器，再通过光耦合器对主输出进行精确的调整；
②除主输出作为主要的反馈信号之外，其他各路辅助输出也按照一定比例反馈到TL431的2.50V基准端，这对于全面提高多路输出式开关电源的稳压性能具有重要意义，也是单片开关电源的一项新技术。
1．3设计开关电源电路
根据上述原则设计成的多路输出式25W开关电源的电路，如图1所示。该电路采用一片TOP223Y型三端单片开关电源，交流输入电压范围是85V～265V。高频变压器的次级有3个独立绕组，仅在主输出端（＋5V）设计了带TL431的光耦反馈电路。
多路输出式开关电源有两种工作方式：
（1）不连续模式（DCM），其优点是在同等输出功率的情况下，高频变压器能使用尺寸较小的磁芯；
（2）连续模式（CCM），其优点是能提高TOPSwitch的利用率。多路输出式开关电源一般选择连续方式，因高频变压器尺寸不再是重要问题，此时需关注的是多个次级绕组如何与印制电路实现最佳配合。
2多路输出式高频变压器的设计
高频变压器采用EE29型铁氧体磁芯，其有效磁通面积SJ=0.76cm2。留出的磁芯气隙宽度δ=0.38mm。骨架有效宽度为26mm。初级绕组采用0.3mm漆包线绕77匝，反馈绕组用0.3mm漆包线绕9匝。
次级绕组有两种绕制方法，一种是分离式绕法，
图2次级绕组的两种绕制方法
（a）分离式绕法(b)堆叠式绕法
另一种是堆叠式绕法。表3列出二者的优缺点，可供参考。
图2分别示出它们的结构。分离式的每个绕组上仅传输与该路特定负载有关的电流。因3个次级绕组互相独立，故在确定各绕组的排列顺序上有一定灵活性。现考虑到5V（2A）和12V（1.2A）输出绝大部分的功率，因此可将这两个绕组中的一个靠近初级。最佳排列顺序是先绕5V，再绕12V，最后绕30V，使次级各绕组之间耦合最好，漏感最小。反之，若将30V绕组紧靠初级，由于5V及12V漏感较大，就会降低电源效率，并且增加干扰。
表3次级绕组两种绕法的比较
堆叠式绕法是变压器生产厂家经常采用的方法。其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数及接地端；而30V绕组中则包含5V、12V绕组和新增加的匝数。各绕组的线径必须满足该路输出电流与其他路输出流过它上面电流总和的要求。堆叠式绕法的技术先进，不仅能节省导线，减少绕组体积和降低成本，还可增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。举例说明，当5V输出满载，而12V和30V输出轻载时，由于5V兼作12V、30V的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V和30V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值（亦称峰值充电效应），而引起输出电压不稳定。堆叠式绕法的不足之处是在确定哪个次级绕组靠近初级时，灵活性较差。现将5V绕组作为次级绕组的始端。
在绕制时，特别推荐将多股导线并联后平行绕在骨架上。这样，能保证良好的覆盖性，增强初级与次级的耦合程度。
在计算次级各绕组的匝数时，可取相同的“每伏匝数”。每伏匝数Nv由下式确定：
（1）单位是“匝数/V”。将NS=4匝，UO1=5V，UF2=0.4V(肖特基整流管压降)代入上式得到，Nv=0.74匝/V。由此可计算其他绕组的匝数。
对于12V输出，已知UO2=12V，UF2=0.7V（快恢复整流管压降），因此N12=0.74匝/V×（12V＋0.7V）=9.4匝。实取9匝。
对于30V输出，因UO3=30V，UF3=0.7V（硅整流管压降），故N30=0.74匝/V×（30V＋0.7V）=22.7匝。实取22匝。
在选取输出整流管的参数时，应遵循以下原则：管子的额定工作电流（IF）至少为该路最大输出电流的3倍；管子的最高反向工作电压（URM）必须高于最低耐压值（UR）。根据上述原则所选输出整流管的型号及参数，见表4。由表可见，所选整流管的技术指标均留有一定的余量。
表4各路输出整流管的选择
3多路输出单片开关电源的改进方案
图1所示开关电源电路，仅从5V主输出上引出反馈信号，其余各路未加反馈电路。这样，当5V输出
图3由5V和12V输出同时提供反馈的电路
的负载电流发生变化时，会影响12V输出的稳定性。解决方法是给12V输出也增加反馈，电路如图3所示。在12V输出端与TL431的基准端之间并上电阻R6，并将R4的阻值从10kΩ增至21kΩ。由于12V输出亦提供一部分反馈信号，因此可改善该路的稳定性。在改进前，当5V主输出的负载电流从0.5A变化到2.0A（即从满载电流的25％变化到100％）时，12V输出的负载调整率SI=±2％；经改进后，SI=1.5％。改进前后的负载特性曲线如图4所示。下面介绍12V输出的反馈电路设计方法。
12V输出的反馈量由R6的阻值来决定。假定要求12V输出与5V输出的反馈量相等，各占总反馈量的一半，即反馈比例系数K=50％。此时通过R6、R4上的电流应相等，即IR6=IR4。TL431的基准端电压UREF=2.50V。改进前，全部反馈电流通过R4，因此
改进后，50％的电流从R6上通过，即IR6=250μA/2=125μA。R6的阻值由下式确定：
(2)将UO2=12V，UREF=2.50V,IR6=125μA代入（2）式中得到R6=76kΩ，可取标称阻值75kΩ。由于IR4已从250μA减至125μA，因此还须按下式调整R4的阻值：
（3）将UO1=5V，UREF=2.50V,IR4′=125μA代入（3）式中得到，R4=20kΩ。考虑到接上R6之后，5V输出的稳定度会略有下降，应稍微增大R4阻值以进行补偿，实取R4=21kΩ。
需要说明两点：
①K≠50％时，可按下式计算R6阻值
（4）
②参照上述方法还可以给30V输出增加反馈电路。[Page]
完结
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