一、CM6806功能和特点：
1. PFC-PWM为绿色模式，能满足“蓝角”及“能源之星”的技术规范。
2. 绿色模式下PWM可以跨越周期工作。
3. 采用RAC作起动电阻，用5MΩ以上电阻接于IAC端子。
4. 也可用高压NPN晶体管起动，以实现绿色模式。
5. 容易作成跟随BOOST模式的PFC，以提高低线时的转换效率。
6. 外围元器件最少的PFC及PWM合成IC。
7. PFC与PWM在IC内同步，简化了EMI处理。
8. 专利的慢速增强型电压误差放大器具有先进的输入电流均衡能力。
9. 可以设计成CCM的BOOST或DCM的BOOST，采用前沿调制。
10. 前馈的IAC自动完成斜率补偿。
11. PFC的OVP、Vcc的OVP、精密的-1V PFC I限制、PFC触发故障检测比较器可满足UL1950安规要求。
12. 100μA典型的低起动电流，2mA的典型工作电流。
13. 前沿调制PFC，后沿调制PWM，两者同步，减小Bulk电容纹波。
14. VINOK比较器确保PFC达标后的PWM使能。
15. PWM的最大占空比精确为50%。
16. 具有UVLO、REF OK及布朗保护。
17. 数字式的1Oms PFC及PWM软起动。
18. PWM的1.5V精密限流阈值。
19. PWM trifault端可检测DC/DC短路，并在GM th关断PFC。
20. PWM trifault还可在外部作OTP。
二、CM6806引脚功能
三、CM6806内部方框图
四、CM6806主要功能和电路分析
该器件由输入电流均衡技术（ICST）组成CCM或DCM方式的BOOSTPFC前端电路并去同步PWM部分，它们是FAN4803（8PIN）的改进型，它继承了ML4803先前的少端子，少外围元器件的优点。创新的输入电流均衡技术，使其有非常低的起动电流及工作电流，PWM部分为峰值电流型工作，为传统后沿调制，对应PFC的前沿调制，减小了Bulk电容上的纹波电流，主要改进之处如下：
1）增加绿色电源工作模式。
2）移去单端子误差放大器，加入慢速增强的Gmv，即跨导电压放大器，它用电流输入取代了电压输入，此跨导放大器比传统放大器增加了5～lO倍的瞬态响应能力。
3）加入PFCOVP比较器于VFB端。
4）PFCTRifault检测给UL1950达标增加了安全性。
5）从IAC的前馈信号端加入自动的斜率补偿，这就增加了信号对噪声的比值，在轻载时或高线时的THD得到改善。
6）CM6805A-BCM6806不需要导流电阻，因而可以在IAC端与整流器之间用大于800kΩ的电阻，在芯片唤醒之前馈入起始电流。
7）VINOK比较器的加入保证了PWM枉VFB未达到PFC升压输出之前不工作，直到VFB达到2.5V时（PFC380V时）PWM才起动。
8）10ms的计数PWM软起动电路。
9）1OPINSOP封装，实现小型化。
10）去掉内部齐纳，加入VccOVP比较器。
各保护功能的加入，包括软起动、冗余的PFC过电压保护、PFCTrifualt检测、VINOK、峰值电流限制、占空比限制、欠电压锁定基准OK比较器及VccOVP。
（1）保护功能。IAC端经前馈电阻RAC（0.8～5MΩ）接于整流后的线路电压，它有两个功能。首先，在起动时，它供给起动电流，因而系统无需附加其他元件起动。其次，RAC电流用于调节系统的斜率补偿，此前馈信号可增加信噪比，改善高线及轻载时的稳定性。
ISENSE此端检测的输入电流，相对IC的GND，其为负电平，在IC内作逐个脉冲限流及电流反馈信号，ILIMIT触发电平为-1V，其送至内部乘法器，用其四倍增益与内部斜波比较来设置PFC的占空比。升压电感电流下斜波在内部受控调节，决定BOOST部分的关断时间。需要在ISENSE与PFC的BOOST检测电阻之间加一个RC滤波器。
VEAO端可PFC的慢速率增强跨导放大器输出，它需要接一个补偿网络到地。
VFB端为跨导放大器的输入端，它还涉入保护比较器PFCOVP及PFCtrifault的检测。
V+1端用于一次侧PWM电流检测电阻或互感器，它提供内部逐个脉冲式限流给PWM级，为PWM级峰值电流型的反馈通路。此外，光耦反馈信息也送到V+1端。因此，它是放大器输入的合成端子。
软起动可在下面条件下起动：
1）Vcc低于1OV时。
2）DC部分输出短路。
PWMtrifault端监视DC/DC部分的故障，PWMtrifault监视器的电压由光耦输出电流来传输。当输出短路时，光耦及TL431没有电流驱动，因此，PWMtrifaulI将上升到Vcc。
当PWMtrifault达到（Vcc-0.7V）时，软起动开始触发PWMOUT，令其关断；当负载很轻时，TL431将增大光耦电流，此时PWMtrifault低于（Vcc-1.4）／2，这即是低于CMth-绿色模式的阈值，PFCOUT将关断，此阈值GMth可由用户调节，典型为20%的满负载比率。
Vcc为IC供电端，Vcc起动电流为1OOμA，空载Icc电流为2mA，Vcc静态电流包括IC偏置电流及PFCPWM输出驱动电流，给定了工作频率及功率MOSFET的栅电荷Qg之后，平均PFC及PWM输出电流即可计算出来，IOUT=Qf。栅驱动变压器的磁化电流也应包括。Vcc端电压若正比于PFC输出电压，则Vcc的OVP比较器设在17.9V，作为PFC级的过电压保护。Vcc还供给内部UVLO电路及VREOK比较器，使其在13V起动，10V禁止。Vcc必须很好地用瓷电容旁路，要紧靠IC相应端子放置，这样才能确保IC稳定工作。
Vcc典型由升压电感加一个辅助绕组供电，因而此电压会正比于PFC的输出电压，因为VccOVP最大为17.9V，所以外部加入一支并联齐纳限制Vcc电压不超出可接受的电压值。如图4-9所示。这就限制了最大的Vcc电压，还要在Vcc处加一个RC滤波器，放在Vcc绕组与Vcc端子之间。
PFCOUT和PWMOUT分别为大电流功率驱动输出端，供出+0.5A漏入-1A，在Vcc低于UVLO阈值时，VREFOX比较器为低电平，两输出为低。
（2）功率因数校正。功率因数校正使一个非线性的负载变成一个看上去像AC线路上的电阻负载。对电阻负载，在每相中从线路中流过的电流正比于线路电压，所以功率因数为1。非线性负载的特性是多数直流源共有的，用一个整流桥及电解电容滤波，峰值充电的结果导致高幅度的脉冲电流流过线路，它比正弦电流大得多且与电压相位不同，这种电源的功率因数小于1。如果输入电流这样供电会使电网零线电流加倍并导致故障。
为保持输入电流与AC电压同相位并正比于输入电压，加入此PFC部分。
CM6805A-B/06的PFC采用BOOST型DC/DC来宾现，输入到变换器的是经整流的全波AC线路电压，无大电容直接加在整流桥后，输入电压对此BOOST变换器从0到AC的峰值，再回到0。
用强制BOOST变换器满足两个条件，以保证输入电流跟随线路电压：①是输出电压要高于峰值AC电压，设为385V（应对AC265V）；②是电流瞬时值正比于AC线路电压。
PFC的控制，具有输入电流成形技术的前沿调制方法（ICST）。传统PFC控制与ICST技术的不同在于变换器控制方法的电流环是闭环方法，它需要细致地了解系统环路增益来设计。用ICST法，因电流环为开环，它非常直接地进行实施。
任何PFC系统的最终结果要使电源像直流低频电阻负载，让电流与电压同相位。
在传统控制器中，它强制电流跟随输入电压，而在CM6805A-B/CM6806中，芯片令 BOOST变换器像低频电阻负载，其占空比要按下面方式调节。
3）前沿及后沿调制。传统脉宽调制技术都采用后沿调制，在系统时钟的后沿时刻，将功率MOSFET开启，误差放大器输出随后与调制斜波比较，当斜波达到误差放大器输出电平时，将开关关断。在开关导通时，电感电流上升。后沿调制的占空比取决于开关导通间隔。下图示出典型后沿调制控制电路及波形。
在前沿调制时，开关关断是在系统时钟的前沿处某个时间，当调制斜波达到误差放大器输出电压时，开关仍将导通。前沿调制的有效占空比取决于开关的关断时段，下图示出典型前沿调制控制电路及波形。这种方法的优点之一是它仅需要一个系统时钟，开关l（SW1）关断，开关2（SW2）开启在同一瞬间，从而减小了空载的时间间隔，于是，开关产生的纹波电压较小。有这样的同步开关，第一级的纹波电压减小了，以120Hz的PFC输出纹波电压计，减小了30%，从而减小了高压Bulk电容的损耗。
五、CM6806典型应用电路
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